毕业设计便携式DCAC逆变电源设计.doc
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本科毕业设计说明书
（
题目：
便携式DC/AC逆变电源设计
学生姓名：
xx
学院：
xx
系别：
自动化系
专业：
自动化
班级：
自动化xx
指导教师：
xx
二○○七年六月
37
摘要
随着电力电子技术的发展，尤其是功率MOSFET管和软开关技术的发展，便携式DC/AC逆变电源得以应用。
本课题设计的便携式DC\AC逆变器用于24V直流电变换成220V\50Hz的交流电。
在设计中，DC\DC部分采用反激式升压整流结构，变压器采用EI型功率铁氧体磁芯变压器，DC\AC侧采用半桥式逆变结构。
在本设计中还应用了100kHzPWM波对直流升压侧进行调制。
在半桥逆变部分，用单片机生成50HzSPWM波对逆变进行脉宽调制，其优点在于调制出来的电压信号谐波分量小、功率因数高、电压波形更接近正弦波。
本课题所设计的产品主要用于解决便携式数码产品和手机的充电问题。
因为在有些环境之下，并不能够找到可以为上述产品充电的交流电源，比如在汽车中和旅途中往往只能够提供直流电源。
本产品很好的解决了这类问题，所以本产品的市场推广前景很好。
关键词：
DC\DC；DC\AC；变压器；PWM；SPWM
Abstract
WiththedevelopmentofPowerElectronicsTechnologyandespeciallypowerMOSFETandsoft-switchtechnology,DC/ACinverterpowersourceforportableproductswasappliedwidely.
ThisprojectdesignportableDC\ACinverterfortheusageof24VDCconvertedinto220V\50HzAC.Powerdemandloadof10W,theoutputwaveformforbetterqualitysinewave.Inthedesign,thepartofDC\DCusestheflybackboosterrectifierstructure.Inthisdesignituses100kHzPWMwavetomodulatetheDCBoostrightside.Inthepartofthehalf-bridgeinverter,itgenerates50MCUHzSPWMwaveinverterforpulsewidthmodulation,Theadvantageisthatthesinewavemodulationsignalvoltageharmoniccomponentsaresmall,thepowerfactorishigh,thevoltagewaveformsclosertothesinewaveshape.
Theproductusedforresolvingtheportabledigitalproductsandcellphonechargerproblem.Insomeenvironment,wecannotfindthe220vACpowerforcharging.forinstance,whenyouareonthetrip.thetrainandthecardon’tsupply220VACpower.Thisproductsolvethoseproblemswell,sotheproductwillhaveagoodprospectsforpromotion.
Keywords:
DC\DC；DC\AC；Transformer；PWM；SPWM
目录
第一章绪论 1
1.1课题背景 1
1.2课题研究的相关理论概述及方案的初选 1
1.3系统框图的确定 1
第二章DC/DC电路的设计 3
2.1DC/DC电路的相关理论 3
2.1.1DC/DC变换器的拓扑类型 3
2.1.2单管反激式变换器 3
2.2反激式变压器的设计 6
2.2.1设计用基本参数设置及 6
2.2.2变压器的设计 6
2.2.3变压器设计的定量计算 7
2.2.4变压器材料 11
2.3调制电路的设计 12
2.3.1TL494的介绍 12
2.3.2TL494的工作原理 12
第三章DC/AC电路设计 15
3.1半桥型逆变电路 15
3.1.1半桥电路的定量分析 16
3.1.2半桥电路的元器件选择 16
第四章SPWM调制电路的设计 17
4.1正弦波脉宽调制 17
4.1.1正弦波脉宽调制简介 17
4.1.2SPWM脉宽调制的优点 17
4.1.3SPWM脉宽调制的生成方法 18
4.2改进型SPWM生成技术的介绍 19
4.3SPWM的软件实现 20
4.4SPWM的硬件实现 21
4.4.1硬件实现的方法 21
4.4.2硬件电路的介绍 21
第五章结论 23
参考文献 24
附录 25
谢辞 28
29
第一章绪论
1.1课题背景
随着人们生活水平的提高，人身边的手机、MP3及数码类产品逐渐增多。
所以解决此类产品的充电问题尤为重要。
绝大部分场合下，都可以找到可用的220V交流电源。
但身处部分场合并不能提供交流电源。
如在火车上、汽车中往往只提供24V或36V的直流电源。
因此给这些经常需要随身充电的人士带来了很大的不便。
同时电力电子技术的进步，尤其是软开关技术、功率MOSFET管的关断导通频率的增高、PWM和SPWM技术的进步。
使得生产出便携式的DC/AC逆变电源成为可能。
本课题所研究的DC/AC便携式逆变器，可以方便的在上述场合实现对数码产品和手机的充电问题。
1.2课题研究的相关理论概述及方案的初选
在本课题中，所要运用的理论部分主要涉及；电力电子技术、变压器的选择、PWM脉宽调制的相关理论及单片机的运用知识。
在电力电子部分主要涉及DC/DC斩波电路的选择及设计、DC/AC逆变电路的选择及设计。
变压器的选择涉及变压器磁芯的选型、参数的计算与变压器的磁芯的绕制。
PWM脉宽调制的运用，主要运用PWM生成芯片构建PWM生成电路及反馈电路。
单片机的运用主要涉及单片机生成SPWM对逆变电路进行调制。
1.3系统框图的确定
系统框图如图1-1所示
24V直
流电源
DC/DC
PWM脉宽调试芯片
DC/AC
SPWM脉宽调制芯片
24V/5V
220V/50Hz交流
驱动
驱动
图1-1系统框图
整个系统框图分为两个大的部分即DC/DC变换部分和DC/AC逆变部分。
在DC/DC部分对直流24V进行升压。
通过反激式变换器实现升压功能，其中的PWM调制芯片及完成对直流信号进行100kHz的调制，使其成为100kHz的脉冲信号，提高频率以减小变压器的体积，还通过反馈回路，构建一个完整的闭环系统，以保证整个系统的输出电压的稳定性。
DC/DC环节送出的高压直流信号通过整流二极管和送入DC/AC逆变部分。
DC/AC逆变结构采用半桥式逆变结构。
通过SPWM正弦脉宽调制生成正弦波信号。
其生成的220V正弦波信号具有谐波分量小和输出波形接近正弦波的优点。
框图中的24V/5V电路部分用于生成SPWM的单片机和看门狗电路的供电。
第二章DC/DC电路的设计
2.1DC/DC电路的相关理论
2.1.1DC/DC变换器的拓扑类型
1、六种基本拓扑结构
DC/DC变换器包括六种基本的拓扑结构：
降压Buck和升压Boost是DC/DC变换器的两种最基本的拓扑。
其他形式还包括Buck-Boost型、Boost-Buck型、Zeta型变换器由Buck-Boost和Buck组合而成、Sepic型变换器由Boost和Buck-Boost组合而成。
2、电气隔离型DC/DC
由基本的Buck型变换电路和基本的Boost型变换电路可以拓展为电器隔离型的DC/DC变换器。
包括单管正激式、并联交错正激式、推挽式、推挽正激式、双管正激式。
2.1.2单管反激式变换器
1．介绍
反激变换器拓扑在5W到150W的小功率场合中得到广泛的应用。
这个拓扑的重要优点是在变换器的输出端不需要滤波电感，从而节约了成本，减小了体积。
在以往一些中文参考资料的叙述中，由于同时涉及电路和磁路的设计，容易造成设计过程中的混乱，反激变换器电路本身的一些特性却没有得到应有的体现。
2．不连续模式反激变换器的基本原理
反激式电路的基本结构如图1所示。
反激变换器在开关管导通期间，变压器储能，负载电流由输出滤波电容提供。
在开关管关断期间，储存在变压器中的能量转换到负载，提供负载电流，同时给输出滤波电容充电，并补偿开关管导通期间损失的能量。
图2-1反激式电路的基本拓扑结构
电路的工作过程如下：
当M1导通，所有线圈的同名端（带·）相对于非同名端（不带·）是负极性。
输出整流二极管VD反向偏置，输出负载电流由输出滤波电容C提供。
在M1导通期间，原边上施加了一个固定的电压（Vdc-1）（这里假设开关管的导通压降是1V），并且流过以斜率dI/dt=（Vdc-1）Lp线性上升的电流，这里Lp是原边的磁化电感。
在导通时间的最后，原边电流上升到Ip=（Vdc-1）Ton/Lp。
当M1关断，磁性电感上的电流强制使所有线圈上的极性反向。
假设这时没有从次级绕组，只有主次级绕组，由于电感中的电流不能瞬时改变，在关断的瞬时，原边电流转换到次级，幅值为Is＝Ip（Np/Nm）。
经过几个周期以后，次级DC电压已经建立。
随着M1关断，Ns上的同名端为正极性，电流从同名端流出，并且线性地下降，斜率为dIs/dt=Vom/Ls,其中Ls是次级电感。
如果次级电流在下一个导通时间之前下降到0，则储存在原边电感的能量全部释放到负载，称这个电路工作于不连续模式。
连续模式与不连续模式的工作特性不同，由于不连续的情况出现了电流的断流，所以输出的波形会受到一定的影响。
但由于连续工作模式下需要非常的电容元件，成本较高。
所以在对输出波形要求不高的场合完全可以采用不连续工作模式。
图2-2不连续工作模式下的波形
3.单管反激式电路的基本形式
反激式电路的基本形式非常简单，基本电路包含反激式变压器、MOSFET功率管、整流二极管、大的滤波电容和原边的保护结构。
本设计实现的电路的设计如图2-3所示：
图2-3反激式升压电路
本设计电路中元件的选择：
MOSFET选用的是IRF456N，它的、，开启电压是4V。
变压器两端所加的消耗电路中的二极管是UF4005，当原边储存较大电压时，为了保护MOSFET不被反向激起的电压激坏，所以构建消耗回路以保护MOSFET；同时串联两个15V的快速关断稳压二极管，把反激电压稳定在一定的范围之内。
副边串联的肖特基整流管可以选择700V的。
2.2反激式变压器的设计
2.2.1设计用基本参数设置及
Vcc=24v
升压到640V（已知）
开关频率：
100kHZ
输出功率：
10W
效率为80%
变压器传递功率为：
12W
变压器绕组导线2.5A/
2.2.2变压器的设计
3）变压器种类的确定
本设计在DC/DC侧采用100kHz的PWM波对其进行调制，考虑到工作频率越高时变压器的体积越小。
所以选用铁氧体变压器进行变压。
选用EI型铁氧体磁芯。
其结构如图2-4所示。
表2-1给出了EI型变压器磁芯的具体参数。
图2-4EI型磁芯结构参数图
表2-1EI型磁芯规格及参数
型号
A
B
C
D
E
F
H
Ae
（c㎡）
Le
（cm）
Ve
（cm3）
AL
nH/N2
µe
EI16
16
—
—
5
12.2
—
2
0.198
3.46
0.67
1100
1575
EI19
20
—
—
5.2
13.55
—
2.3
0.24
3.96
0.95
1400
1825
EI22
22
12.6
6
6
14.3
10.3
4.5
0.42
3.93
1.63
2400
2255
EI25
25.3
19
6.5
7
15.3
12.2
2.7
0.41
4.7
1.927
2140
1962
本设计的负载功率为10W。
EI-22型变压器所带的负载功率为20W，符合本设计的要求。
2.2.3变压器设计的定量计算
根据EI-22型变压器磁芯计算本试验所用变压器的参数，计算过程如下:
1）计算原边、副边绕组的最小匝数
式中：
=最小原边匝数;
;
T=导通时间，s;
=最大ac磁通密度，T;
=磁芯的最小横截面积，；
计算过程：
=（匝）
原边V/匝=
副边的逆变结构为半桥结构，所以选用的电压为692V
匝
新的反激电压每匝是
2）计算占空比
式中：
=Q1的导通时间；
P=总周期，；
=新的副边每匝反激电压；
=原边每匝正向电压；
3）计算原边电感
平均电流
导通周期的平均电流
原边电感
（）
知道了和以后可以根据Hanna曲线得到
计算得：
从而根据下列公式计算气隙尺寸：
在此，=气隙总长度，；
=磁芯相对磁导率；
=原边匝数；
=磁芯面积，；
=原边电感，。
计算得：
4）检验磁芯磁通密度和饱和裕度
计算磁芯饱和裕度
（1）使用伏秒方程，计算交流磁通，并在最大负载和最小输入电压的输入功率下，计算或测量“导通”时间值及所加的电压，如下：
在此，;
“导通”时间，；
=原边匝数；
=磁芯面积，；
=交流峰值磁通密度，T.
计算得：
（2）使用螺线管方程和有效的DC分量（表示为“导通”初期电流的幅值），计算DC分量。
假定磁芯的所有磁阻都集中在气隙，将得到明显较高的DC磁通密度保守值。
使用螺线管方程可得到其近似值。
在此，H/M;
=原边匝数；
=有效DC电流，A;
=气隙总长度，；
=DC磁通密度，T.
AC和DC磁通密度的叠加使磁芯出现峰值。
而磁通密度的上限为0.22T,由此可见磁通密度的利用率比较高。
5）计算绕组线径
原边线径的选择：
副边线径的选择：
2.2.4变压器材料
1）铁芯
有许多形状的铁芯但反激式变压器一般选用EI型铁心，原因是它的成本低，易使用。
2）骨架
对骨架的主要要求是确保满足爬电距离，初、次级穿过磁芯的引脚距离要求以及初、次级面积距离的要求。
骨架要用能承受焊接温度材料制作。
3）绝缘胶带
聚酯和聚酯膜是用作绝缘胶带最常用的形式，它能定做成所需的基本绝缘宽度或初、次级全绝缘宽度（例如3M#1296或1H860）。
4）励磁导线
励磁导线的护套首选尼龙/聚亚安酯，它在和熔化的焊料接触时阻燃，这样就允许变压器浸泡在焊料锅中。
不建议使用标准的瓷釉导线，由于在焊接前要剥去绝缘层。
5）3层绝缘导线
在3层绝缘结构中次级绕组导线使用3层绝缘材料，和励磁导线相似主导线是单芯，但是它有不同的3层结构，即使三层中任意两层接触都满足绝缘要求。
6）护套
边沿空隙结构变压器绕组的首、尾端需要保护套。
保护套必须经过相关的安全认证至少有0.41壁厚以满足绝缘要求，由于热阻要求通常使用热缩管，要确保在焊接温度是不被熔化。
2.3调制电路的设计
2.3.1TL494的介绍
TL494是美国德州仪器公司生产的一种电压驱动型脉宽调制控制集成电路，主要应用在各种开关电源中。
本文介绍它与相应的输入、输出电路等一起构成一个单回路控制器。
TL494的内部电路由基准电压产生电路、振荡电路、间歇期调整电路、两个误差放大器、脉宽调制比较器以及输出电路等组成。
TL494的工作频率范围很大，而其工作频率可达300kHz，可见TL494的可调性大。
2.3.2TL494的工作原理
1）TL494的管脚结构及内部原理图
图2-5TL494管脚结构
图2-5是它的管脚图，其中1、2脚是误差放大器I的同相和反相输入端；3脚是相位校正和增益控制；4脚为间歇期调理。
5、6脚分别用于外接振荡电阻和振荡电容；7脚为接地端；8、9脚和11、10脚分别为TL494内部两个末级输出三极管集电极和发射极；12脚为电源供电端；13脚为输出控制端，该脚接地时为并联单端输出方式，接14脚时为推挽输出方式；14脚为5V基准电压输出端，最大输出电流10mA；15、16脚是误差放大器II的反相和同相输入端。
图2-6为TL494内部结构图。
图2-6TL494内部原理图
2）工作频率的设定
TL494的工作频率可以经过5、6引脚的外接电阻和电容进行调整。
一般来说改变电阻的阻值和改变电容的容值都可以改变TL494的工作频率，实现起来比较方便。
根据公式：
确定外接电阻和外接电容的数值。
如本设计需要TL494工作在100kHz的工作频率之下，可以应用公式选择电阻电容的数值。
考虑到TL494要求输出阻抗大的特点，电阻的选择数量级应该在K级以上。
所以选择电容=0.01；电阻=10；
设计周遍电路及反馈回路的构建如图2-7所示：
图2-7TL494周边电路的组成
电路图说明：
TL494的一号引脚用于连接DC/DC电路送出的电压反馈信号，四号引脚用于死区时间的设定。
五号引脚外界的电容和六号引脚外接的电阻用于设定TL494的工作频率。
本设计要求PWM的输出频率为100kHz。
九号引脚和十号引脚输出两路PWM信号。
第三章DC/AC电路设计
3.1半桥型逆变电路
半桥电路如图3-1所示。
它有两个桥臂，每个桥臂由一个可控元件和一个反并联的二极管组成。
在直流侧有两个互相串联的足够大的电容，两个电容的连接点便成为直流电源的中点。
负载联接在直流电源中点和两个桥臂结点之间。
两只串联电容的中点作为参考点，当开关元件M1导通时，电容C1上的能量释放到负载RL上，而当M2导通时，电容C2上的能量释放到负载RL上，M1和M2轮流导通时在负载两端获得了交流电能，半桥逆变电路在功率开关元件不导通时承受直流电源电压Ud，由于电容C1和C2两端的电压均为Ud/2（假设C1=C2），因此功率元件M1和M2承受的电流为2Id。
引入均匀电阻的目的是为了平衡两个电容上的电压相等。
两个功率MOSFET管的调制信号来自单片机生成的SPWM信号，下一章将对其进行阐述。
图3-1半桥逆变电路结构
3.1.1半桥电路的定量分析
半桥电路的输出电压为。
把幅值为的矩形波展开成傅里叶级数的
其中基波的幅值和基波有效值分别为
3.1.2半桥电路的元器件选择
MOSFETK2845的漏源极电压是720V，门极开启电压是10V，输出功率在30W以上。
开关电路中的MOSFET的保护成为重要的部分，由于在关闭开关器件时仍然有电流，为防止电流将晶体管击穿，所以要设计RC吸收回路，对于本次设计属于低频率工作，可以只在MOSFET两端并联吸收消耗的电容即可。
通常输出要加入LC滤波电路才可以产生正常的交流电信号。
根据就可以确定参数，一般情况下电容的耐压值要大于，大约是350V，而电容值一般与输出的功率有关。
输出1W对应1，所以选择10的电容，所以电容选择的规律是1W对应的1电容，所以选择的10电容。
通常电容的漏电流是几十个，流过电容两侧的均匀电阻上的电流一般是漏电流的10倍，大约是1mA，由于输出电压是640V，所以电阻选300k。
第四章SPWM调制电路的设计
4.1正弦波脉宽调制
4.1.1正弦波脉宽调制简介
1）单极性正弦波脉宽调制方式
用幅值为的参考正弦波与幅值为、频率为的三角波比较，产生功率开关驱动信号。
图4-1是用两个极性相反的参考正弦波与双向三角形载波相交产生功率开关驱动信号；
图4-1单极性正弦脉宽调制SPWM原理波形
4.1.2SPWM脉宽调制的优点
SPWM的优点：
（1）在一个可控功率级内调频、调压，简化了主电路和控制电路的结构，使装置的体积小、重量轻、造价低。
（2）直流电压可由二极管整流获得，交流电网的输入功率因数接近1；
（3）输出频率和电压都在逆变器内控制和调节，其响应的速度取决于电子控制回路，而与直流回路的滤波参数无关，所以调节速度快，并且可使调节过程中频率和电压相配合，以获得好的动态性能。
（4）输出电压或电流波形接近正弦，从而减少谐波分量。
关于SPWM的开关频率
SPWM调制后的信号中除了含有调制信号和频率很高的载波频率及载波倍频附近的频率分量之外，几乎不含其它谐波，特别是接近基波的低次谐波。
因此，SPWM的开关频率愈高，谐波含量愈少。
当载波频率越高时，SPWM的基波就越接近期望的正弦波。
4.1.3SPWM脉宽调制的生成方法
规则采样法
规则采样法是一种应用较广的工程实用方法，它的效果接近于自然采样法，但计算量却远小于自然采样法。
图（a）采用锯齿波作为载波的规则采样法。
由于锯齿波的一边是垂直的，因而它和正弦调制波交点时刻是确定的，所需的计算只是锯齿波斜边和正弦调制波的交点时刻，如图4-2中（a）和（b）中的使计算量明显减少。
图4-2（a）和（b）分别采用锯齿波和三角波作载波的规则采样法
在自然采样法中，每个脉冲的中点并不和三角波中点（即负峰点）重合，规则采样法使两者重合，即使每个脉冲的中点都以相应的三角波中点为对称，这样就使计算大为简化。
图（a）是这种方法的示意图。
如图所示，在三角波的负峰时刻对正弦调制波采样而得到D点，过D点作一水平直线和三角波分别交于A点和B点，在A点的时刻和B点的时刻Bt控制功率开关器件的通断。
可以看出，用这种规则采样法所得到的脉冲宽度和用自然采样法所得到的脉部宽度非常接近。
从图（a）可得到如下几何关系：
因此得到
式中=脉冲宽度
=三角波的负峰时刻
在三角波一周期内，脉冲两边
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