通信工程类外文翻译中英文翻译外文文献翻译Word格式.docx
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良好的脉冲设置和极低的调和扭曲将支持更高要求的ADC输入缓冲需要。
宽带稳态增益和FET输入在高速，低噪声积分器中允许特殊的操作。
由FET输入所提供的高输入阻抗和低偏置电流能被极低的
输入电压噪声支持，在宽带光电二极管设备中达到极低的积分噪声。
给定的OPA655高达240MHZ的增益带宽产品可以提供高宽带转移阻抗。
如下图所示，来自于47PF的电容高达1兆欧的转移阻抗可以提供1MHZ，-3增益的带宽。
性能讨论：
使用FET输入阻抗的放大器具有同那些用biploar阻抗相似的功能外，还有一些重要的优点。
在标准运算中，低输入偏置电流可以减少由于一个非常高或者未知源的阻抗所产生的直流电压错误。
在绝大多数OPA655使用中，输出直流错误只是由于低于1mv输入激励电压所造成的。
类似地，输入电流噪声几乎对输出电流噪声影响很小。
对于低电流噪声和低于6nv/输入电压噪声的OPA655对于宽带阻抗的应用极为有益。
OPA655的高宽带增益和近乎线性的输出，可以通过5MHz对于2v的峰值电压摆动在100Ω处，来控制调和扭曲低于-90dbc.在低频率或高负载阻抗时，这种显著地减少扭曲可以被观察到。
图1放大器的内部原理
操作时需考虑的问题
对于PC板外形的仔细观察可以实现如典型性能曲线中所示的特殊操作。
一般来讲，对于电源提供的低阻抗路径，和I/O信号端的寄生连接均需很好的操作。
在非翻转输入周围可以使用一个防护装置，可以减少由于普通模式输入信号所产生的漏电流，。
然而，驱动翻转点处的防护装置，能增加不同的输入能力，很可能会导致宽带的增加及不稳定性。
非翻转缓冲器的应用需一个极低的电感连接在输出和翻转输入之间，以减少频响的峰值。
OPA655名义上是为了执行所提供的正负5伏电压所设计的，它所提供的最大节点的电压应被限制在少于11V。
自从一个提供独立偏置使用以来，几乎很少将提供电压的改变看作是交流操作的改变。
基本运算放大器的连接
图2到图4说明基本运放的连接电路也适用于OPA655。
高输入阻抗和低闭环输出阻抗对于非翻转缓冲器的应用是有益的。
记住那些对于一个输入直流路径仍然是必须的。
甚至于用极低的FET输入偏置电流，开放的电压源将导致输入饱和。
对于最好的频响，我们建议使用位于输出和翻转输入之间的直接短路径。
由于输入偏置电流不必是先联的，匹配一个电阻的非翻转源阻抗在一个反馈网中是不被推荐使用的。
图2非翻转稳态增益缓冲器
非翻转运放图将再次展示对于输入信号的高输入阻抗和低输出阻抗所驱动的信号增益。
图中所示的100Ω的RF将提供了典型特性曲线中的频响。
除了高频率非翻转运放，RF和R1的值将被限制到小于1.0K，运放的负载RF+R1相单于负载阻抗。
图3非翻转运算放大器
图4中的翻转运放提供了一个宽频，输入阻抗可以控制的，低直流小误差运放。
通过调整R1可以设定输入阻抗达到预定大小，于是在调整RF，使其达到预定增益。
或者可以设定RF和R1达到预定值，再独立地控制输入阻抗使其等于电阻R1和任意对地电阻为RT的复合。
为了估计任意匹配时的带宽，首先应计算增益作为一个非翻转放大器。
这个通常被称为噪声增益，或者简化为翻转反馈因素β。
图4翻转运算放大器
以翻转运放为例，通过设定电压源为0，可以得出β的值。
从而可以计算出
比
的值。
R1加上RT并RS就等于翻转输入对地的总电阻
带宽的结果近似地等于噪声增益除以运放产生的增益。
在实践中，低噪声增益（<
5）将产生一个比我们所测得由于第二个命令杆的峰值更宽的带宽。
例如来源于0Ω的源阻抗，翻转增益为-1，它产生一个非翻转增益为2，预计信号带宽为185MH。
典型应用
OPA655所产生的高增益和低噪声十分适合于宽带转移阻抗的应用。
数据纸的首页显示了对来源于有47PF相对大的参数电容，所测量的结果为1MΩ的转移阻抗增益。
对于宽频转移阻抗应用的关键是设定对通过反馈阻抗到达一个平滑，限制带宽，频响的补偿电容。
图5显示了对于设定反馈补偿电容CF的解析电路，而图6显示了预感解析。
图5转移阻抗解析电路
图6转移阻抗的预感解析
OPA655翻转输入相对于地的总电容将设定为源电容CS作为解析目的。
CS是CD，CCM和CDIFF之和。
观察一下转移阻抗配置中的预知解析，在低频时噪声增益为1，但是当频率大于
时由于在翻转点处所形成的电容值为0而增加。
需重要指出的是运放的输入噪声电压增益也将相似地增加。
为了得到最大带宽，CF通常被设定为在增长的噪声增益和下降的开环增益而形成高频端的交叉点。
这个可以通过设定
等于几何数来完成。
这就意味着运放所产生的频响和宽带增益为0。
若产生的增益带宽用HZ来表示，假定CF《CS，CF将被计算为：
它是为了设定噪声增益和开环增益相应在它们交叉点处的高频端。
如果对于噪声增益的
准确地设定在与运放开环增益下降端的交叉点，这个电路（曲线）将在45度段产生一个很高的频率响应。
为了减少宽频噪声和脉冲响应，将这个点应设定在比上图放大解析频率稍少的地方较好。
对于转移阻抗分布的又一个有条理的解析，产生了对于频率响应以达到最大平滑特性的以下结果。
利用OPA655的宽带增益可以产生用HZ表示的GBW，定义了一个变量:
接下来，需CF以产生一个最大平滑频响：
对于转移阻抗的-3增益的带宽结果为：
图7表示的是以达到最大平滑响应时的CF与RF的关系。
图8表示的是为了达到图7所设定的CF时所需同幅度的RF和CD的带宽。
这些图标中还包含了相当于二极管电容的CD的参数为2.2PF的输入电容。
对于补偿电容F低效可以通过断开反馈电阻，如首页运用电路可知。
图7补偿电容和反馈电阻的关系曲线
图8最大平滑带宽
不同种类的放大器的高速使用仪器
利用OPA655可以实现高速度的不同种类的放大器。
在一个单独标准运放的不同配置图中，低输入偏置电流允许相对高的电阻值。
二者择一地，如图9中所示，利用一个三运放使用仪器可以实现一个不同高输入阻抗的运放。
图9高输入阻抗，宽频1NA
在这个例子中，OPA655提供了一个不同增益值：
和OPA651不同阶段输入为1的普通模式增益。
OPA651，一种增益为2的，稳定，宽频电压反馈运放，抵制了普通模式，并且提供了与负载50欧的一半相匹配的不同增益。
为了匹配这个负载如图10中所示，这个电路在1.5V/V的不同增益处实现了136Hz的带宽。
调音电容CT用来匹配两路信号的高频增益，以改善高频CMRR。
使用这些调整方式，通过100MHz以后CMRR〉400增益就可以实现。
图10对于1NA频响的测量
最佳性能：
直流准确性
OPA655对于低输入激励电压是激光整流的，限制了对于外部整流电路的要求。
在很多的情况下，对于输出直流错误，FET低输入偏置电流不会起很大作用。
例如，在最小增益为1，最大温度85℃。
对于反馈电阻大于312千欧只有其超过输入激励电压时，输入偏置电流将产生错误。
只有那些相对输入电源较高或反馈电阻值较大的，他们的输入偏置电流所产生的误差大多是由于输出直流错误。
类似地，若两个输入偏置电流很小，但不是很匹配。
通过源阻抗并与之匹配的输入偏置电流的取消是不被推荐的。
输入激励源的变化会使所能提供的电压产生改变。
利用PSR的具体情况来计算这些。
例如，所提供的电压发生0.5V的改变，经常表现为输入激励电压发生0.28mv的变化。
如典型性能曲线图中所示，反面的常模输入电压可以导致输入偏置电流增加。
当电压源或反馈电阻较大，并且常模输入电压接近于-2.5v时，这些将对直流精度产生影响。
对于二极管转移阻抗的设备在非翻转运放输入需一个偏置电压时，正的输入偏置是值得参考的。
频率响应补偿
OPA655本质上是利用来补偿单元增益使其稳定，这个单元用100欧负载。
其相位极限为58度。
这个单元增益的相位极限显示出一个频响中的微小尖点。
为了减小这个尖点同时要求一个地电感短距离连接从输出到翻转输入端。
单元增益这个稳定的宽频给予自己很好的集成和缓冲作用。
在高增益处，相位极限和平坦度将会改善。
因为相位极小很少依赖于负载，在增益为+2处平坦度将会通过改变负载而变化。
在典型性能曲线中，利用100欧的反馈和100欧的负载可见非常平坦的性能曲线。
我们可以通过增加负载和反馈电阻使其上升或减少它们使其下降。
在宽带方面我们记得一个-1的反转增益就等于一个+2的增益。
例如，噪声增益等于2对于电压反馈运放外部补偿技术的发展是可以应用的。
还比如，在非翻转结构中，通过在有反馈电阻的路径中放置一个电容，将可以减小增益到+1，在f=1/2ΠRFCF时。
同样，在非翻转结构中，不用改变低频翻转增益，而在翻转点处放置一个RC对地的网，这个带宽将会受到限制。
在高频处这些将起到增加噪声增益的作用，从而限制了翻转输入信号通过增益带宽产品的带宽。
在高增益处，这个电压反馈增益带宽产品将会限制可以达到的信号带宽。
若FET输入不需要，在高增益处的高宽带将是必须的，可考虑从当前的运放像OPA658中得到所需的带宽。
驱动电容负载
对于驱动电缆末端的低阻抗，高开环增益和OPA655的AB类输出段是最优化的。
在输出端的电容负载可以减少导致频响峰值和可能振动的相位极限。
这种影响在单位增益中特别强调，而在高增益中并不重要。
正如图11种所示，通过利用一个电阻隔离一个电容负载可以使频响平滑曲线得以保持。
典型性能曲线中给出一个当CL增加时，为了保持平坦频响的一个最小的RISO.在图11中所示的1千欧的通过CL的负载是这个测量的探测负载，它可以是任意的。
脉冲和过度驱使曲线
像OPA655的高速运放可以为输入脉冲提供一个非常快的设置时间。
良好的平滑响应和线性相位对于得到较好的设置时间是必须的。
正如说明书中所示，对于电压为1伏，增益为1的OPA6558nS只是其最快设置时间的0.1%。
输入转换之后，说明书中必须定义时间。
图11驱动一个寄生负载
对于一个1伏变化，再一个误差为1毫伏时的稳定通信为0.1%。
对于最好的稳定时间，再频响中可以允许很小或无峰值。
用推荐的RISO作为寄生负载将限制峰值，同时减少稳定时间。
特别毫的稳态需仔细观察在所提供的去藕电容对地的反馈电流。
去藕输出端能量的提供同主要的输如能量的分开将会改善稳态和调和扭曲特性。
正如典型性能曲线中所示，OPA655从输入过载的恢复是非常快的。
对于非翻转操作，对负载电荷的过载恢复将会比正电荷快10ns.对于翻转输入模型的操作，比如转移阻抗运放，不是建立在超过普通输入电压模型基础上的输入过载的恢复是很快的。
不像指定的FET输入运放，过载输入不会导致输出翻转或关闭。
超过所提供正电压的输入将会导致输出翻转和摆动，但死锁不会发生。
调和扭曲
如典型性能曲线中所示，OPA655在超过操作情况很大的范围内，能附带100欧的负载实现极低的调和扭曲。
一般来讲，在低增益，低信号波动，低频率和高负载时扭曲将会改善。
图12显示，当负载增加时，在第二调和扭曲处极大改善，而在第三扭曲处相对不敏感。
对于测量的目的，当增加增益到+5时，从说明书的列表可知，这些扭曲水平是增加的。
窄带通信系统讲从第三低扭曲处受益，此时负载将提供极低的互感。
图125Hz的调和扭曲与负载的关系曲线
不同阶段不同增益
在运放中，OPA655可以提供极低的
误差。
对于一个彩电传媒频率，当输出电压缓慢低于一定亮度范围时，在说明书中所说，它的小信号增益和阶段是变化的。
对于一单个电视负载中的正
，说明书显示少于
。
这个水平的成果对于商业可用电视检测的精度是个挑战。
可以利用一个
检测系统作为检测手段。
输出驱动电路
以保证的输出电流将驱动一个100欧超过完全保证输出电压幅度为
的负载。
最小性能曲线只有在低温下可用。
若伴有高压输出电压和电流在大多数设备中均可用。
许多要求的高速设备，例如驱动ADC的，需宽频，低输出阻抗的运放。
如图13所示，当超过某一频率时，OPA655保持了一个很低的闭环输出阻抗，此闭环输出阻抗随着频率的增加而增加。
图13小信号输出阻抗与频率的曲线
需考虑的热量要求
OPA655在许多操作环境下需降温，就像下边所描述的。
最大期望的节点温度将限制所允许的内部最大驱散温度。
无论何时，最大节点温度都不能超过
运放操作时的节点温度
可以通过
给出，总内部消散功率
在输出阶段是为了传送负载的消散功率加上静止功率的复合。
静止功率可以简化为具体的无负载时的电流与通过这部分的总的电压的乘积。
将依赖于所需的输出信号和负载。
对于一个接地负载，当输出是一个固定的直流时，其最大值等于任何所提供电压的一半。
在这种情况下
，其中
包括反馈网络中的负载。
所指出的是在输出阶段的消散功率而不是负载决定内部消散功率。
正如一个例子，对OPA655U，
，具体的最大
，
，最大
需考虑的布局和内部连接
对于像OPA655这样的高频运放为了达到标准性能，须细心地注意布局参数，仔细地选择外部元件。
建议包括：
对于所有输入或输出信号端应减少其对交流地的电容参数。
在输出和翻转输入端的寄生电容可以导致不稳定性。
在非翻转输入端它可以与源阻抗相互作用，从而导致无意地限制带宽。
为了减少不需的电容，在所有地和电源输出或输入附近的窗口应开通。
否则，在这个地方，地和电源将会是完整的。
减少从四个能量端到高频
电容的距离。
在节点处，地和能量端不应过分靠近信号的输入或输出端。
OPA655将4端和7端连接起来作为输入端来允许直接代替8个端以执行操作。
输出端的分开连接，将提供了最好的扭曲和设置性能。
避免缩小能量端和地的距离是为了减少端点和地的电感。
在低频时，有效地大电容也被使用。
这些将被放置在稍微远离设备和在同一张PC板的好几个设备之间。
外部零件的仔细选择和放置，将有利于维护OPA655的高频性能。
电阻应该是电抗类型。
工作良好固定在表面的阻抗允许一个紧凑全面的布置。
金属薄片和碳合成的沿轴线电阻可以提供高频性能，并且保持这些电阻尽可能的短。
在一个高频装置中信号路径上不要利用线圈式电阻。
对于最低的寄生电容，考虑来自于精确阻抗产品的PR8351型电阻。
这类精度的电阻有小于0.02PF变化的计生电容。
由于输出端和翻转输入端对于寄生电容很敏感。
对于包装接点时，总是要放置反馈回路，设置增益，以及一系列输出电阻。
对于一个电压跟随的缓冲装置，在板的有零件的一侧，位于6端和2端一条宽路径，将降低频率响应峰值。
为了限制对于输出交流地的寄生电容，我们应确保在这条路中的地和能量端应是开着的。
在这个板上同其它含有多种频率成分设备的连接应用短路，或通过在板上的直接连接传送路径。
对于短路径连接，应考虑路径和对于下一个作为一块负载电容的输入。
地和电源以及在他们周围开放的更为符合任意的，相对宽路径50到100mils应被使用，从所推荐的RISO和电容负载中，估计总的电容和负载RISO值。
尽管OPA655名义上对于执行一个5PF的寄生负载起补偿作用，低寄生负载并不需一个RISO。
如果一个长路径是必须的，利用微分解或微线技术实现一个匹配阻抗的的传输，两倍于终止传送线的6增益的固有信号消耗是可以接受的。
在板上一个50欧的外界电阻不是必须的，事实上一个高阻抗环境将改善扭曲，正如扭曲度与负载曲线中所示。
基于板材料和所期望的路径尺寸所定义的具有特性阻抗的一个匹配电阻，在放大器的输出路径来使用，而作为一个终止转辙器电阻在目的仪器的输入端。
总的有效阻抗应匹配路径阻抗。
复合的目的仪器最好作为单个分射线路来处理，每一个均有它们自己的终止序列。
给OPA655配一个高速插座部分是不被推荐的。
多余的长度和由于插座点对点之间产生的电容对寄生网产生极端的麻烦，这些将不可能使其达到一个光滑，稳定的响应。
最好的结果只有通过将这部分焊到板上才能实现。
如果对于DIP封装需一个插座，高频齐平的固定点将会是一个好的方法。
SPICE模型和评估板
用SPICE作电路性能的技算机性能模拟是经常有用的。
当解析电路和系统性能时，对电视和RF放大电路，这些尤为真实。
由于它们的寄生电容和感应对于电路性能产生主要的影响作用。
SPICE模型对来自于Burr-Brown部门设备的磁盘也是可用的。
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