关于电子镇流器的电磁兼容问题的讨论doc.docx
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关于电子镇流器的电磁兼容问题的讨论doc
关于电子镇流器中电磁兼容问题的探讨
陈传虞
关于电子镇流器的电磁兼容问题是一个十分复杂而又重要的问题，本文拟就此作深入的分析和讨论。
一．电子节能灯和电子镇流器中的电磁干扰源
对电子节能灯和电子镇流器来说，要解决电磁兼容（EMC）问题，必须要了解电子节能灯和电子镇流器产生的电磁噪声来源，并把它限制在一定的电平以下，以免这些电磁噪声通过输入电源线传导到电网中去，造成传导干扰，对周围的电磁环境造成污染，并影响该环境內有关电子设备或系统的正常工作。
至于辐射干扰，一般在EMC测试时基本上比较容易被通过。
电子节能灯和电子镇流器中的电磁干扰主要来自以下一些方面：
1．元器件的固有噪声。
它们主要有热噪声、散粒噪声、接触噪声等。
但是在功率转换的电子应用中，这类噪声并不太重要，它只在信号变换、信息处理、通讯接收等微弱信号处理中才有十分显著的影响。
2．半导二极管在开关过程中产生的电磁噪声。
在快速开通和关断的同时，瞬时变化的电压和电流，如其di/dt很大，就会形成很强的电磁噪声，例如二极管在整流时由于非线性而产生的电流尖脉冲，不仅会产生二次、三次……及高次谐波的干扰，而且还会形成连续频谱的电磁噪声，分布在较低的高频范围内。
不过这一部分干扰很容易通过L、C滤波加以滤除，例如低功率节能灯（不考虑输入谐波限值的要求时）要通过EMC认证并不困难。
3．在采用可控硅（SCR）调光电路中，如通过改变可控硅触发导通角来改变输入电压，则可控硅触发导通角不同，对电磁噪声的影响也不同。
当导通角由0°到90°增大时，SCR开通和关断时对应的电网电压逐渐加大，造成的瞬态噪声也随之加大。
这一类电磁噪声的影响同二极管在开关过程中产生的电磁噪声的影响相似。
4．功率半导体器件（如双极型三极管、场效应管、IGBT等），在开关过程中，存在很高的di/dt，例如在半桥逆变电路中开关管电流ic虽然基本上接近半个正弦波，但在其开始处如处理不当，会有一个幅度不算很小的尖脉冲，而在其结束处有一个幅度较大的向下负跳变，它的重复频率高而电流变化速度快，通过线路或元器件的引线电感、分布电容，产生很大的瞬态电压或电流，并有可能引起寄生振荡。
半桥逆变电路的开关频率愈高、开关速度愈快、开关电流愈大，所引起的瞬态电磁噪声也愈大。
在电子镇流器中，这类电磁噪声的影响最严重，是传导干扰主要来源，也是不容忽视的。
应该说明，电子镇流器内部这类高频开关信号，由于频率高，还会产生高次谐波的辐射噪声，对辐射干扰的影响也是不容忽视的。
5．在有源功率因数控制（校正）电路中，输入电流是一串重复频率由几十千赫到一百或几百千赫的三角波。
由于这些脉冲电流直接出现在电源输入线上，包含的谐波频率又很丰富，可达几兆赫乃至几十兆赫，所以，它形成的电磁传导干扰的强度很大，，要消除它的影响是很困难的,也是不容忽视的。
6．在采用高频泵电路或双泵电路的无源功率因数校正线路中，功率开关管的高频开关信号通过反馈加到输入端，由电源进线送进电网中，也会形成传导电磁干扰。
在采用这类电路时，一定要采取良好的滤波电路，合理的元件参数，滤除电磁干扰，否则EMC测试也是难以过关的。
7．荧光灯管的辉光放电和弧光放电，其中弧光放电的干扰强度比辉光放电干扰强度要大也会产生电磁干扰。
但它们产生的主要是辐射干扰。
对电子镇流器的传导干扰影响不大。
二．电磁干扰中传导干扰的两种形式及其判别方法
电磁干扰按其性质来说，可以划分成两种形式；差模干扰和共模干扰。
1、传导干扰的两种形式
在电子镇流器的传导干扰方式可分为两类，即共模干扰与差模干扰。
差模干扰是指在相线L与中线N之间存在相位相反的干扰信号；共模干扰是指在相线L与地GND之间以及中线N与地之间存在的相位相同、幅度也基本相等的干扰信号。
后一类来自电磁空间辐射、分布电容的寄生耦合，漏磁感应，即同一个干扰源通过寄生参数耦合到相线和中线上，它对电源线的每一根的作用基本上是相同的，因而所产生的干扰电压是同相位的、幅度也差不多一样。
一般两种干扰是同时存在的，由于线路的阻抗不平衡，两种干扰在传输过程中还会相互转化，情况十分复杂。
这也是人们对消除电子镇流器的传导干扰所以感到棘手的一个原因。
电子镇流器的外壳如是塑料的，其分布电容效应较小，电路前后级之间耦合少，所以产生的共模干扰电压也较小，比较容易通过EMC测试。
如采用金属外壳，不论是铁外壳还是铝外壳，由于元器件和外壳之间的分布电容，使前后级之间存在一定的耦和，便不容易通过测试。
同一种镇流器电路采用铝质的或薄钢板的外壳，其测试结果差别不大，铁外壳虽给漏磁能够提供通路，但测试结果并不见得电磁干扰会更严重一些。
不过受电路中电感元件漏磁的影响，会在铁外壳中产生铁损，额外地加大镇流器自身损耗而已（在30W的镇流器中，增加的损耗大约有1W左右，跟电感线圈的摆放位置、方向有关）。
另外，金属外壳内元件位置的排列，如半桥逆变电路的驱动电感和其它磁性元件（有源功率因数校正电路中升压电感、EMI滤波用的电感等）的相互位置对EMC测试能的影响也较大。
在作EMC测试的整改工作时，人们有时不得不把一些元件临时放在镇流器外壳以外，这时测试的结果往往是靠不住的。
当将改进后以为合格的电路焊到正式的印制电路板（PCB）上，并装入金属外壳以后，发现情况变差了，原来能通过EMC的，结果却不能通过了，其原因即在于元件位置的变化，分布电容的影响便不同而造成的。
2.如何判断是共模干扰还是差模干扰？
判断干扰方式的简便方法是采用电流探头，探头先单独环绕一根导线，测出它的感应电压，然后再环绕两根导线，探测其感应情况。
如感应电压是增加的，则线路中流过的干扰电流是共模的，反之，则是差模的。
另外，如果在电子镇流器的相线和中线上都要串接差模电感才能滤除干扰，得到比较满意的效果，那么，电路中一定有共模干扰，只有用共模电感滤波才好。
三．如何消除和减少电子镇流器中的传导干扰？
为了消除和减少传导干扰，满足对电子镇流器的电磁兼容要求，通常采取的措施有：
电路布线设计、屏蔽、接地、加滤波电路等。
1．电路布线设计
产品内部的干扰主要来源于寄生耦合，在电路设计时要抑制寄生耦合的产生，减少那些寄生参数。
在实际布线时，将不同工作频率的走线分开，高压与低压的走线分开；处于强磁场的地线不应形成地回路，以免感应出地环电流而造成干扰；产生电磁场较强的元器件和对电磁场敏感的元器件布置时应互相垂直、远离、或加以屏蔽以减少互感耦合；各级电路最好按电原理图顺次排列，而不要交叉排列，务必使各级电路自成回路，前后电路间避免形成不良的寄生反馈。
PCB的布线应尽量缩短，输入线（电源）最好远离带有高频电流的导线，例如灯丝线，所以电源线同灯丝线如分别处于镇流器的两端，就会更容易满足EMC要求。
有时由于高频磁场的感应而使传导干扰在某些频段超标，即使加大滤波电感和滤波电容也无济于事。
在产品设计时，一定应充分考虑必要的EMC控制措施，预先留一些放置某些元器件的位置。
而在产品试制时，通过试验，在满足EMC要求的前提下，逐次将不必要的、可有可无的、价格昂贵而作用不大的元器件去掉，这样在大量生产时既能降低成本而又能满足对EMC的要求。
2．外壳接地
外壳接地有以下几个作用：
（1）实现对电场的屏蔽，用屏蔽来削弱外界噪声引起的干扰。
如对某些元器件单独进行小范围的屏蔽，其抑制电磁干扰的效果会更好。
（2）接地具有很低的阻抗，使系统中各路电流通过该公共阻抗直接接地（大地，具有恒定不变的电位），例如电源的相线及中线通过Y电容，接外壳及大地，可以减小系统的传导干扰噪声。
为避免漏电，伤及人身，Y电容一定要能够承受较高的耐压而不击穿。
（3）保证人身和设备安全，这类接地分为防止设备漏电的安全接地，和防止雷击的安全接地两类。
照明电器通过电网供电，如绝缘击穿则机壳带电，会危及人身安全。
将电路的接地端与机壳相接、再让机壳与接大地的接地体相连，两者间的连接电阻通常约为5-10欧，万一机壳漏电，当人体接触带电外壳时，大部分漏电流将被接地电阻分流，使流过人体的电流大大减小，保证了人身安全。
3．加装去耦电容
在开关管附近的电源加装去耦电容，使开关管开通瞬间所需的电流不再由电解电容提供，而由去耦电容就近为器件产生的ΔI噪声电流提供一个电流补偿源。
一般去耦电容用一个容量较大的电容和容量较小的电容（相差100倍）并联来担当。
在有些镇流器中采用两个电容组成无源半桥也能起到去耦电容的作用，这时为节省成本，便不用再另加去耦电容了。
如不接去耦电容，则开关管开通瞬间的所需的ΔI由电源提供，在电源及接地系统中会引起电流的波动，从而在PCB的走线上产生电流噪声。
此外，在电子节能灯和电子镇流器的半桥逆变电路中，半桥中点和地（或电源正端与半桥中点）之间所接的电容，能减小开关管初始导通时出现的两个电流尖脉冲的幅度（由非零开关状态所引起），有助于减小电磁干扰噪声。
适当地选择这个电容的参数，能大大减低电流尖脉冲的幅度。
这样，既可以减少电磁干扰，又能降低开关管的发热程度，是一举多得的好事。
对这个电容参数的选择一定要认真对待，合理取值，那种认为这个电容可有可无的观点是十分错误的。
4.采用无源滤波器
抑止传导干扰的方法虽有上述许多种方法，但最有效的办法还是采用无源滤波器。
抑制传导干扰所用的无源滤波器，对差模干扰与共模干扰所采用的滤波电路是不同的。
要根据干扰的类型而采用不同形式的滤波电路。
四．无源滤波电路的类型和作用
1。
无源滤波电路的类型
抑制差模干扰所用的滤波器如图1（a）所示。
采用差模电容Cd，并接于L、N之间，差模电容一般都用X2电容，即文献所介绍的安规电容，其耐压应不低于275VAC。
差模电感Ld串接于L线或N线中，差模电感可用工字形磁芯，由于是开放磁路，其漏磁及磁阻均较大，损耗和发热较严重；如用E型磁芯，其漏磁可减少，有助于通过对EMC的测试要求。
同时采用差模电容Cd和差模电感，即两者的组和，效果更好一些。
抑制共模干扰所用的滤波器也有几种形式，如图1（b）所示：
即在L、N线上串接共模电感Lc,所谓共模电感，一般有两个绕组，绕在一个不加气隙的磁芯上（UF型），两组绕组的同名端（例如两绕组的起始端）都接在电源的输入端上，因此电源电流流过两个绕组时、大小相等而方向相反，磁场是互相抵消的，对工频磁场不存在饱和问题。
它对共模干扰有很强的抑制能力，但对差模噪声的串联阻抗较低，等效电感为Lc，＝2（Lc-M）＝2Lc（1-k）≈0，没有抑制能力。
或者，在相线与地之间以及中线与地之间分别并接一个电容C1、C2，一般C1=C2，采用Y2瓷片安规电容。
或采用共模电感与电容两者的组合。
有的线路在整流后直流电压的负端与地（外壳）之间接瓷片安规电容，其目的也是为了抑制共模干扰的。
应当指出，两个共模电感串接起来其滤波效果要比一个共模电感好，它们不能用电感量较大的一个共模电感来代替，这是因为共模电感的每一个绕组除自感外，两个绕组之间还存在有互感，两个共模电感的串联，并不能简单看成是其自感量相加。
如把图1（a）、图1（b）组合起来，就变成既能滤除差模干扰，又能滤除共模干扰的滤波电路了。
图1抑制传导干扰的的两种无源滤波器
2.电子镇流器中常用的滤波电路
电子镇流器常用的滤波电路如图2所示。
一般来说，对9kHz150kHz低频段采用差模滤波器比较有效；而对150kHz30Mhz的高频段采用共模滤波器比较有效。
有时一级共模滤波器不够，还要采用两级共模滤波器才成。
在设计PCB板时，不妨把所用的滤波电路尽量做得复杂一些，既包含抑制差模干扰所用的滤波器，又包含抑制共模干扰所用的滤波器，甚至包含两级共模电感。
图2电子镇流器常用的滤波电路形式
3。
滤波电路的设计
对滤波器的分析和设计，通常采用图3所示的滤波电路（四端网络）来进行，图中作为滤波器四端网络的输出端与噪声源相接，而输入端则与电网相接，各种高频电磁干扰及瞬态噪声通过传导耦合进入电网的噪声电平，由于滤波电路的滤波作用，就能够将其衰减到可以接受的电平。
图3分析降低传导干扰的EMI滤波器的等效电路
为了说明滤波器抑制电磁噪声的效果好坏，可以用插入损耗（InsertionLoss）IL来表示：
IL=10lgP1/P2
（1）
式中P1为不接滤波器时从噪声送到负载ZL上的功率，P2是接入滤波器后，传送到负载上的功率。
显然，插入损耗越大，滤波效果越好，对传导干扰的抑制作用越大。
但是，对图3的分析却不是一件很容易的事情。
首先，带共模电感的EMI滤波器的元件参数，不能按没有互感的滤波器所得到的公式进行设计。
通常要先决定所采用的电路结构，然后利用共模等效电路，用网络分析理论，求出它的共模插入损耗，计算必须借助于计算机。
即使对一个比较简单的滤波器，也至少要建立4-6个电流环，并且在许多频率下加以论证。
因此用理论计算的方法确定元件参数是很麻烦的，对一般工厂电路设计工程师来说也是不现实的。
其次，在这里噪声源Ug的特性、其内阻抗Zg的特性以及负载阻抗ZL的特性，都是未知的，特别是要建立噪声源特性的数学模型也是十分困难的。
一般来说，噪声源的电压Ug和阻抗Zg跟电子镇流器的线路形式、电路结构、布线方式、工作频率、电路的元件参数等诸多因素有关，阻抗Zg可能在较宽的范围内变化。
作为滤波器的负载阻抗ZL也是不确定的，因为它和该电子镇流器在电网中的连接点位置有关，并且会随电网中用户用电情况而随时发生变化。
所以EMI滤波器与噪声源及负载阻抗ZL之间是不可能匹配的，对它的分析就应按不匹配的条件来进行，因而不能直接引用信号滤波器的一些分析结果（那时阻抗是匹配的，信号传输无反射）。
可见，完全想通过数学计算来设计EMI滤波器在一般的工厂中是不现实的。
比较普遍的办法是通过实验摸索，辅之以对结果的理论分析，再进行实验，逐步优化，逐次逼近，直到取得满意的效果为止。
下面的内容是我在对2×40W电子镇流器的EMC测试及整改中的一些体会，写出来供大家参考：
五．差模滤波器及共模滤波器在EMC测试的各个频段的作用
根据GB17743-1999《电气照明和类似设备的无线电骚扰特性的限值和测量方法》的规定，在不同频率下允许的电磁干扰的准峰值及平均值如下表所示，要求镇流器的传导干扰值均比表中所列值低。
表1EMC测试中对电磁骚扰电压的允许值之规定
频率
允许值dBV
准峰值
平均值
9-50kHZ
110
50-150kHZ
90--80
150kHZ-0.5MHZ
66--56
56--46
0.5—2.51MHZ
56
46
2.51—3.0MHZ＊
73
63
3.0—5.0MHZ
56
46
5.0--50MHZ
60
50
＊这是为无极灯留的窗口，允许的准峰值及平均值较大
为了了解差模滤波器和共模滤波器对抑制干扰之作用，不妨把电子镇流器EMC测试的频率范围9kHZ到30MHZ分为低、中、高三个频段，即9150kHZ、150kHZ2.0MHZ、2.030MHZ三段。
当然两个频段之间的分界点频率并不那么严格，对不同的镇流器电路,其划分界限可能向前或向后有所移动。
在试验时，我们要仔细观察共模和差模滤波电路对EMC测试曲线在不同频段的作用和影响，根据测试曲线的变化对电路的参数及结构作出必要而合理的调整。
1．低频段9150kHZ
通过测试我们发现在低频段，主要以差模干扰为主，例如在图4所示的测试曲线中，500kHZ以下的干扰峰值均为半桥逆变电路工作频率的2次、3次、4次、5次、7次、....直到11次及更高次的谐波（该电路的开关频率约为42.5kHZ）。
加大差模电容Cd值，或在相线中串接一个差模电感，均会使干扰幅度大大降低，说明在这个频段内差模干扰影响是较大的。
同时串接共模电感后，干扰幅度也会降低，表明共模干扰也是存在的，而且随着频率的增加，共模干扰的影响会愈来愈严重。
如在电子镇流器中，再增加一级共模电感，则整个频段中的干扰都将大大降低。
图4一种者流器的EMC实测波形
2．中频段150kHZ—2.0MHZ
这个频段同时存在差模干扰与共模干扰，不过以共模干扰为主。
电子镇流器如采用图2所示的滤波电路，对于各个频段的干扰都有抑制作用。
如未接C1、C2或虽接C1、C2但镇流器金属外壳未接大地，即未接到与大地相联的大的金属导体，则在EMC测试中，得到如图5所示的曲线。
除中频段干扰有所超标外（超标的情况跟电子镇流器的具体电路有关，采用无源功率因数校正电路，如图5a,采用有源功率因数校正电路则超标部分可能延续到1.0MHZ附近，如图5b所示），而在低频段及高频段落均可过关，特别是在高频段，富裕量还是很大的。
为了消除中频段的干扰，我曾改变差模、共模电感的电感量（加大或减少）或两个共模电感的电感量的相对大小，情况虽有所变化，但始终未能得到满意的结果，达到标准要求。
（a）镇流器采用高频泵电路
（b）镇流器采用有源功率因数校正电路
图5C1、C2接镇流器金属机壳但外壳不接大地的测试曲线
后来我们在另外一次测试中，采用C1、C2接镇流器的金属外壳，并将外壳接大地，结果得到图6所示的曲线。
测试表明：
共模滤波电容C1、C2接大地后中频段的共模干扰大幅度下降，远离允许的限值。
也就是说，这个频段的共模干扰必须采用共模滤波电容C1、C2并将其接大地才能加以滤除。
笔者在几种不同镇流器电路（有源功率因数校正电路和无源功率因数校正电路）中采用C1=C2=2200pF的共模滤波电容并将其接大地来抑制中频段的共模干扰，均屡试不爽，取得了满意的效果。
图6镇流器金属外壳接大地的测试曲线
不过遗憾的是，这样一来，却带来了新的问题，即在高频段的1030MHZ一带出现了向上的干扰尖峰，使高频段不能满足EMC测试要求。
这种满足中频段便不满足高频段、或反过来满足高频段又不能满足中频段的矛盾现象，一直是困扰技术人员的棘手问题。
不知道如何找到一种折衷的办法、才能做到两全其美。
3.2.030MHZ高频段
这个频段频率较高，起影响的主要是共模干扰，差模干扰影响很小。
如果这段频率内EMC测试不能满足要求，一定要从改善共模滤波器的滤波效果来想办法，这已是尽人皆知的事（例如对图4所示曲线的电路再加一级共模电感对全频段的EMC测试均有改善）。
这个频段EMC测试曲线形状还会受被测试镇流器和接地金属极板的摆放位置、镇流器离墙面的距离的影响，不同的测试单位测得的结果和出具的测试报告曲线在这一频段往往不尽相同。
针对前面提到的棘手问题，亦即既使中频段干扰不超标，又使高频段不出现向上的干扰尖峰这样的问题，笔者冥思苦想，终于从对比图5、图6的曲线中思路豁然开朗，找到了解决问题的办法。
从图6可知，要使中频段EMC过关，C1、C2接外壳后必须接大地，单单接外壳是不够的，即必须为它们提供连接大地的低阻通路。
而从图5知，为了在高频段、在10--30MHZ一带不出现向上的干扰尖峰，必须不接C1、C2，或接外壳后的C1、C2不与大地相通，即必须使C1、C2与大地间呈现高阻抗，如果这两点能同时兼顾到，岂非两全其美了吗？
为此，我采用了图7所示电路，利用电感在不同频段的阻抗变化，使得在中频段，L阻抗很小，不妨碍C1、C2，接地；而在高频段，L阻抗很大，使C1、C2，对地可以视为开路，问题岂不迎刃而解了吗？
图7一种兼顾中、高频段的共模滤波电路
根据以上的思路，对L值是这样选择的：
在中频段，使L的感抗不大，比C1、C2的容抗小，或相差不多。
即便随着频率的增加，L呈现较大的感抗，但只要它和容抗相抵消后，对地仍然是短路的，问题也不大；而在高频段，在出现干扰尖峰的频率，只要使L的感抗足够大，比C1、C2的容抗大得多，对地呈现开路状态就行了。
L的具体计算方法如下：
在中频段，取f=300kHZ，则C1、C2=2200pF容抗为
ΧC=1/ωC=1/6.28×2.2×10-9×300×103=241.3Ω
令L的的感抗为C1、C2的容抗的一半，则ΧL=ΧC/2
ΧL=6.28×300×103×L=120.7Ω
可得L=64μH
在高频段，取f=10MHZ（一般尖峰出现在10MHZ附近），则
ΧL=6．28×10×106×64×10-6=4019.2Ω
比C1、C2的容抗（仅7.2Ω）大得多，可以视为开路。
实验表明：
这样做之后，的确取得了满意的效果（如图8曲线所示）。
L取值允许在一定的范围变化，L值取得过小，则干扰尖峰向高频段方向移动，或者根本起不到抑制作用。
反之，太大，则干扰尖峰向中频段移动，有可能越过了2.51—3.0MHZ，并使中频段不能满足要求。
在实际使用中，对于不同灯管、不同镇流器电路，可取L值在47-100μH之间。
当然对于具体电路，应根据情况，适当作一些调整。
图8a是采用L较小值得到的EMC测试曲线，图8b则采用了较大电感值，但两者都基本上能兼顾高、中两个频段，满足电光源检测中心对EMC测试的要求。
（a）L值较小
（b）L值较大
图8改变C1、C2接地方式后的EMC测试曲线
试验的结论：
1．要抑制传导干扰，必须采用共模电感LC、差模电容Cd,如有空间，接两级共模电感更好，对图4所示的测试曲线，如采用两级共模电感，则不论低频段还是高频段，其共模干扰均大幅下降。
但用一个电感量很大的共模电感来代替两个共模电感效果并不好。
2．对金属外壳的电子镇流器来说，为抑制中频段的共模干扰，须接共模电容C1、C2，该电容还必须与大地相连，否则作用很小；为避免在高频段出现干扰尖峰，建议在接共模电容C1、C2时，采用图7所示电路。
对于塑料外壳，此电容可以不用。
在设计电子镇流器的EMI滤波器时，除了对滤波效果有所要求（在9kHz-30MHz频率范围内获得最有效的滤波效果）外，还要考虑经济和成本问题。
在满足EMC测试要求的前提下，还应当使电路结构最经济、占用的空间最小，尽量将不必要的、价格较贵而又作用不太显著的元器件去掉，以使花费的生产成本最低，但同时性能上又要有一定的富裕量，最终达到满意的性价比为止。
即便LC元件参数已经确定，在选用具体的滤波器LC元器件时，也要根据电子镇流器的功率容量，使它们能承受相应的电流及耐压，即有足够的无功功率容量；此外，对LC元件的寄生参数也要严格控制，它的制作工艺、元件的安装位置、连线方式和路径，都会对EMI滤波效果有所影响。
最后，EMI滤波器的作用是互易的，它既能抑制电子镇流器的电磁干扰进入电网，又能抑制电网内存在的电磁干扰进入电子镇流器中。
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