LM5116中文手册DOC.docx
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LM5116中文手册DOC
LM5116宽范围同步降压控制器
概述
该LM5116是一个同步降压控制器，适用于高输入电压或宽输入电压的环境中。
其控制方式是电流模式控制，该控制方式是利用一个模拟出来的电流斜坡。
电流模式控制提供了固有的线路前馈，以周期电流限制和易于循环的环路补偿。
电流模式控制提供固有的线性前馈，周期性循环的电流限制以及环路补偿。
仿真控制斜坡的使用可以减少脉宽调制电路的噪声灵敏度，是高输入电压应用中实现小占空比的可靠控制所必需的。
其工作频率可编程，从50kHz至1MHz。
LM5116是驱动外部高边和低边的NMOS电源开关，这两个MOS管有自适应的死区时间控制。
可由用户选择二极管仿真的模式使芯片在轻负载时能够提高不连续工作模式的效率。
低静态关断电流就能使芯片不工作，并消耗总输入电流中的10μA。
其它特点包括一个高压偏置调节器、能自动切换到外部偏置以提高效率、热关断、频率同步、周期性限流、以及自适应线性欠压锁定。
该芯片选用TSSOP-20的封装，具有一个额外的焊盘以增加散热，这种封装方式在大功率模式下是十分有效的。
特色
仿峰值电流模式
输入电压范围可达100V
低关断电流
能驱动标准或逻辑级的MOS管
栅极驱动电流可高达3.5A
自由运行或同步操作到1MHz
可选择的二极管仿真模式
输出电压范围1.215V——80V
电压基准精度为1.5%
可编程限流
可编程软启动
可编程的线性欠压锁定
自动切换到外部偏置电压
TSSOP-20EP裸露焊盘
热关断
典型电路
引脚描述
引脚
名称
描述
1
VIN
芯片电源电压，输入电压
2
UVLO
如果UVLO引脚的电压低于1.215V，调节器会进入待机模式（VCC调节器工作，开关驱动电路不工作）。
如果UVLO引脚电压高于1.215V，这个调节器正常工作。
可以通过外部分压器来设置欠压关断的阈值。
当EN引脚为高时，这个引脚存在一个固定的5μA上拉电流。
在工作在电流限制模式时，UVLO会每隔256个时钟周期被拉到地。
3
RT/SYNC
内部晶振可以通过一个该引脚和地之间的电阻来设置。
推荐的频率范围为50kHz至1MHz。
内部振荡器可通过耦合一个交流上升沿到这个节点来同步至外部时钟。
4
EN
如果EN引脚低于0.5V，调节器会进入低功耗模式，并从VIN获取少于10μA的电流。
在正常工作状态，EN电压必须拉到3.3V。
5
RAMP
斜坡控制信号。
在该引脚和地之间的外部电容可以设置用于电流模式控制的斜坡坡度。
6
AGND
模拟地
7
SS
一个外部电容和内部10μA的电流源可以设置误差放大器参考电压上升沿的软启动时间常数。
在VCC<4.5V或UVLO<1.215V或EN低电平或热关断时SS引脚保持在低电平。
8
FB
稳压输出端的反馈信号。
这个引脚和内部误差放大器的反相输入端相连。
调节阀值是1.215V。
9
COMP
内部误差放大器的输出端。
这个环路补偿网络必须连接在该引脚和FB引脚之间。
10
VOUT
输出检测器。
直接和输出电平相连。
11
DEMB
二极管仿真模式下低边MOS管源极电平的监控器。
在启动进入预偏置负载时，将该引脚连接在CGS和地的连接点。
在完全同步工作时，用一个外部串联电阻将DEMB和地相连，使二极管仿真阈值提高到低边开关管开启电压以上。
12
CS
电流检测放大器的输入。
连接到电流检测电阻器的顶部，如果用低边MOS管的RDS（ON）作为电流检测电阻，则连接到MOS管的漏极。
13
CSG
电流检测放大器的输入。
连接到检测电阻的底部，如果用低边MOS管的RDS（ON）作为电流检测电阻，则连接到MOS管的源极。
14
PGND
电源地。
15
LO
通过一条短且低感的路径连接到低边同步管的栅极。
16
VCC
通过一个尽量靠近控制器的低ESR/ESL的电容实现局部解耦。
17
VCCX
可选择的外部VCC电压输入引脚。
如果VCCX>4.5V，VCCX在内部连接到VCC，此时内部VCC调节器不起作用。
若VCCX不使用，要接地。
18
HB
为自举高边栅极驱动器提供驱动电压。
和自举二极管的阴极以及自举电容的正端相连。
自举电容提供改变高边MOS管栅极的电流，因此必须放置在尽量靠近控制器的位置。
19
HO
通过一条短且低感的路径连接到高边同步管的栅极。
20
SW
开关节点，连接到自举电容的负端以及高边MOS管的源极。
EP
EP
裸焊盘。
焊锡到地平面。
绝对最大额定值
VINtoGND
-0.3Vto100V
VCC,VCCX,UVLOtoGND（不能超过VIN电平）
-0.3to16V
SW,CStoGND
-3.0to100V
HBtoSW
-0.3to16V
HOtoSW
-0.3toHB+0.3V
VOUTtoGND
-0.3to100V
CSGtoGND
-1Vto1V
LOtoGND
-0.3toVCC+0.3V
SStoGND
-0.3to7V
FBtoGND
-0.3to7V
DEMBtoGND
-0.3toVCC
RTtoGND
-0.3to7V
ENtoGND
-0.3to100V
ESDRating
HBM（LO、HO、HB的等级在1kV，VIN的等级在1.5kV，其他都在2kV）
2kV
StorageTemperatureRange
-55°Cto+150°C
JunctionTemperature
+150°C
工作范围（RAMP和COMP是输出引脚，因此它们没有被指定外部电压应用指标）
VIN
6Vto100V
VCC,VCCX
4.75Vto15V
HBtoSW
4.75Vto15V
DEMBtoGND
-0.3Vto2V
JunctionTemperature
-40°Cto+125°C
电气特性
典型性能参数（略，见手册）
框图和典型应用电路
详细工作说明
LM5116高压开关调节器能实现高效率的高压降压调节器的所有功能，并使用最少的外围器件。
该稳压器集成了能提供2A峰值电流的高边和低边MOS管的驱动器电容。
这个调节器控制方法是利用仿电流斜坡的电流模式控制。
仿峰值电流模式控制提供固定的线性前馈、周期性的电流限制、简单的环路补偿。
仿真控制斜坡的使用减少了脉宽调制电路的噪声灵敏度，是高输入电压应用中实现小占空比的可靠控制所必需的。
其工作频率可编程，从50kHz至1MHz。
振荡器/同步引脚，可将工作频率由一个电阻或外部同步时钟来设置。
故障保护功能包括电流限流、热关断、远程关断能力。
当输入电压小于用户设定的阈值时，欠压锁定会使调节器关断，同时使能输入端的使能功能使调节器工作在极低的关断电流。
TSSOP-20封装模式有一个额外的裸露焊盘以增加散热功能。
高压启动调节器
LM5116含有一个双模式的内部高压启动调节器，既为PWM控制器提供VCC偏置电源，也为高边降压MOS管提供自举栅极驱动。
输入引脚（VIN）能直接连到高达100V的输入电压源。
当输入电压低于10.6V时，低压差开关直接将VCC连到VIN。
在这个电压范围内，VCC接近于VIN。
当VIN电压高于10.6V时，低压差开关失效，VCC调节器将VCC电压维持在7.4V。
芯片能够工作在6V到100V就是通过该双模式稳压器实现的。
该VCC调节器的输出电流被限制在26mA。
上电初始，调节器将电流灌入和VCC引脚相连的电容。
当VCC引脚上的电压超过4.5V，切UVLO引脚上的电压大于1.215V。
输出开关工作，软启动开始。
输出开关持续工作直到VCC电压跌落到4.5V以下、EN引脚被拉低、UVLO引脚低于1.215V或管芯温度超过热门限。
有额外绕组电感的VCCX偏置电源
输出电压驱动的偏置电源可以应用在VCCX引脚，以较少IC的功耗。
如果偏置电源电压大于4.5V，内部调节器会关闭以减少IC的功耗。
在正常工作时，VCC调节器通过VCC和VIN之间的反向偏置二极管串联。
当输出电压在5V到15V之间时，可以将VOUT和VCCX直接相连。
当VOUT<5V时，输出端电感可以加到VOUT端。
如果偏置绕组可以提供比输入电压VIN更大VCCX，从输入电源到VIN引脚间要加一个外部阻塞二极管，防止VCC向输入电源放电。
在高电压应用中要特别注意采取措施，确保在VIN引脚不超过绝对最大额定电压为100V。
在线路或负载瞬态，VIN上的电压振铃超过绝对最大额定值可能会损坏IC。
仔细的PCB布局和高品质的靠近VIN和GND引脚的旁路电容是必不可少的。
使能
LM5116有一个使能脚，允许非常低的输入关断电流。
如果使能引脚拉到0.5V以下时，稳压器进入关闭状态，从VIN引脚拉少于10μA的电流。
EN高于3.3V时，调节器回复正常工作。
如果不需要此功能，EN引脚可以直接连接到VIN。
该引脚不能悬空，1MΩ的上拉电阻可以用于集电极开路的控制信号接口上。
使能电路使能偏置电流和电压
UVLO
欠压锁定引脚使调节器无需进入关断状态就失效。
如果UVLO引脚被拉低于1.215V，调节器进入软启动电容放电和输出禁止的待机操作模式，但VCC调节器仍然工作。
当UVLO电压拉到1.215V以上，控制器恢复到正常工作。
输入端到地之间的分压器可以用来设置VIN欠压输入状态和输入故障的阈值。
在UVLO引脚内部的5μA的上拉电流允许该引脚在欠压锁定功能不用时保持空置。
UVLO引脚也可以用来实现暂时的电流限制。
如果电流限制故障存在超过256个连续的时钟周期，UVLO引脚将在内部下拉至200mV，然后被释放。
UVLO引脚和地之间的电容可以用来设置暂时电流限制模式的时间。
当此功能和分压器一起使用时，在输入欠压条件下。
在电阻顶部的二极管可以用于电容放电。
振荡器和同步功能
LM5116的振荡频率是由一个连接在RT/SYNC和AGND之间的外部电阻设置的。
这个电阻必须非常靠近驱动器，且直接连接到IC的引脚上。
为了得到一个期望的振荡频率（fsw）,这个电阻的值可以通过以下的等式计算：
RT=（T-450ns）/284pF
其中T=1/fsw,RT的单位是欧姆，450ns表示固定的关闭时间。
RT/SYNC引脚可以将内部振荡器和外部时钟相连。
这个外部时钟必须比由外部电阻设置的固定频率要高。
内部振荡器可通过耦合一个交流上升沿到这个节点来同步至外部时钟。
RT/SYNC引脚的正常电压是1.215V，当高于4V时，关断内部同步脉冲的检测。
推荐5V的幅值信号和100pF的耦合电容。
固定频率的理论设定值要比外部时钟低15%。
如果同步频率比固有频率高出两倍，可能导致脉宽调制器工作异常。
误差信号放大器和PWM比较器
这个内部高增益误差放大器可以使调节器的输出电压和内部的高精度基准电压的差分误差信号成比例放大。
误差放大器的输出和COMP引脚相连，使用户设置环路补偿网络，该补偿网络属于第二类。
这个补偿网络可以产生频率极低的极点，一个中等带宽的零点，一个噪声消减的高频极点。
这个PWM比较器将斜坡发生器的电流检测信号和COMP引脚上的误差放大器的输出电压想比较。
斜坡发生器
电流模式控制中脉宽调制器上的斜坡信号直接来自降压开关电流。
这个开关电流感应出电感电流的上升沿。
为PWM斜坡提供这个信号可以简化控制回路响应信号极点和提供固定输入电压前馈补偿的传输功能，PWM控制使用降压开关电流信号的缺点是由于电路中存在原本应该滤除的寄生效应，会产生一个非常大的上升沿过冲。
同时，电流测量也可能引入明显的传输延时。
滤波器、占空时间、传输延时都会限制能到达的最小脉冲宽度。
在实际应用中，当输入电压远大于输出电压时，小脉宽和小占空比的控制就非常需要调节了。
LM5116利用一个独立的、不用测量降压开关电流就能重建信号的斜坡发生器。
描绘或仿真电感电流可以给PWM比较器提供一个没有上升沿过冲和测量或滤波延时的斜坡信号。
这个重建的电流信号包括两个元素，一个是采样保持的直流分量，一个是仿真的电流斜坡。
电流感应信号的组成
这个直流分量是从测量低边MOS管或电流感应电阻得来的。
MOS管或感应电阻上电压仅仅在降压开关下一个传导间隙开始之前采样并保持。
电流感应和采样保持是直流信号重建。
电流斜坡的上升坡度是通过RAMP和AGND间的一个外部电容和一个内部电压控制电流源来产生的。
产生电感电流的斜坡电流源是通过以下关于VIN和VOUT的电压得出的：
IR=5μA/V*（VIN-VOUT）+25μA
斜坡电容（CRAMP）的正确选择要依靠输出电感值（L）和电流感应电阻（RS）得出。
为了产生正确的电流，直流采样保持值和斜坡幅值必须同样从负载电流得出。
公式为：
其中gm是斜坡发生器的跨导（5μA/V），A是电流感应放大器的增益（10V/V）。
这个斜坡电容应该非常靠近驱动器且直接连在IC的两个引脚上（RAMP和AGND）。
感应电流的平均值和采样感应电流的直流分量的不同是在稳定工作条件下的不稳定性。
这个不稳定性指次谐波振荡，在下一个开关周期的开始时，如果感应冲击电流不能回到它的初始值，就会出现次谐波振荡。
次谐波振荡有明显的交流宽度和开关节点出现窄脉冲等特点。
增加固定坡度的电压斜坡（坡度补偿）在电流感应信号上可以防止这个振荡。
来自仿真电流源的25μA的偏置电流可以给5V输出提供最佳的斜坡信号补偿。
在更高的输出电平的条件下，可能需要额外的坡度补偿。
斜坡电容可以降低它的标定值，以增加斜坡补偿坡度。
直流采样电流通过CS和CSG引脚和电路感应电阻（RS）或者低边MOS管的RDS（ON）相连获得。
当使用RDS（ON）感应时，RS=RDS（ON）。
在这种情况下，为了得到期望的电流限制，将电流感应放大器的增益适应一个较低的值是很有用的。
将一个外部电阻RG和CS和CSG串联，电流感应放大器增益A为：
A≈10k/（1k+RG）
电流限制
LM5116有一个电流监控模式以防止电路进入过流状态。
只要设置正确，仿真电流感应信号可以和降压开关电流通过由电流限制感应电阻决定的比例系数成比例增加。
这个仿真斜坡信号用于电流限制比较器。
如果仿真斜坡信号超过1.6V，电流循环停止（周期性电流限制）。
这个斜坡放大器和VIN-VOUT成比例。
如果VOUT短路，空闲周期将会直接减少。
为了在较长的电流限制条件下，更好地保护外部开关，一个内部计数器在限流条件下计算时钟脉冲。
当计数器检测到256个连续的时钟周期，这个调节器进入一个低功耗的电流限制打嗝模式。
这个调节器通过暂时拉低UVLO和释放软启动电容来实现关断。
当UVLO变回1.215V时，调节器重启一个完全的软启动循环。
这个过程一直持续到故障被消除。
这个打嗝间歇周期可以通过UVLO和地之间的电容来控制。
低输出电感和高输入电压的情况下，开关电流可能会由于电流限制比较器的延时传输而出现过冲。
如果过冲存在，采样保持电路检测到这个过度的循环电流。
如果采样保持电路直流分量超过内部直流限制阈值，这个降压开关会不工作，并持续跳脉冲直到电流衰减到电流限制阈值以下。
出现过冲电流后感应电流会进入衰减，这个方式可以通过传输延时和感应饱和的方式避免电流衰减的情况出现。
限流和斜坡电路
在低边MOS管的源极用电流感应电阻比RDS（ON）感应的方式能提供更好的电流限制精度。
RDS（ON）感应的方式由于MOS管RDS（ON）会随着温度变动，以及不同器件间的变动而导致精度较低。
CS和CSG引脚会和电流感应电阻或MOS管的开集合源极相连。
触发电流限制比较器的冲击电流是：
IPEAK=（1.1V-25μA*tON/CRAMP）/（A*RS）≈1.1V/（A*RS）
tON是高边MOS管的打开时间。
1.1V的阈值是电流限制比较器的1.6V参考电平和电流检测放大器的0.5V偏置的压差。
电流检测放大器上的偏置使感应电流的纹波在完全同步工作时达到-0.5V/（A*RS）
电流限制迟滞是为了防止当VOUT给VCCX供电时在阈值附近的振荡。
当4.5V触发电流限制比较器的冲击电流变为：
当5V的输出给VCCX供电时，在短路条件下，还有峰值电流10%的回调的效果。
软启动和二极管仿真
软启动功能使调节器逐步达到初始稳定工作点，因此可以降低启动应力和浪涌。
LM5116可以调节FB引脚到SS引脚的电压或内部1.215V的参考电平，它们总为低电平。
在软启动过程刚开始时，当SS=0V，内部10μA的缓启动电流源逐渐给外部和SS引脚相连的缓启动电容（CSS）充电，使FB和输出电压逐渐增加。
在给CSS初始充电，电压达到参考电平的过程中，LM5116被迫进入二极管仿真。
就是说，如果检测到的电感电流变为负值，低边MOS管会关闭约一个周期。
通过监控SW和DEMB之间的电压可以得到电感电流。
当SS电容继续充电超出1.215V至3V，DEMB的偏置电流将从0μA增加至40μA。
随着DEMB外部电阻的使用（RDEMB），二极管仿真的感应电流阈值会增加，从而逐步过渡到同步工作。
当软启动允许LM5116启动时进入没有不必要的输出电容放电的预偏置输出，进入二极管仿真。
如果当LO高电平时DEMB引脚总是偏置到比SW引脚高的电势，进入完全同步工作。
在大多数应用中，RDEMB=10kΩ，会使DEMB引脚最小偏置到0.45V。
DEMB偏置电平应该总是保持在2V以下。
当RDEMB=0Ω时，LM5116将始终运行在二极管仿真。
当SS变到3V，SS闩锁就被设定，使DEMB偏置电流增加到65μA。
一个放大器被启动，它可以调节SS电平到160mV，超过FB电压。
这个功能可以防止输出电压过冲，输出电压随时受到调节。
当检测到故障（VCC欠压，UVLO引脚<1.215V，或者EN=0V），软启动电容被放电。
一旦故障条件不存在，新的软启动过程被建立。
HO输出
LM5116包括一个高电流、高边驱动以及高电压等级的转移。
这个门驱动电路与外部二极管和自举电容配合使用。
建议将一个1μF的陶瓷电容，通过很短的路径与HB和SW引脚相连。
在高边MOS管关闭时，SW引脚的电平接近-0.5V，VCC通过外部自举二极管给自举电容充电。
当工作在高占空比状态时，降压开关将被迫关闭每450ns，以确保自举电容充电周期。
LO和HO输出用自适应死区时间控制方法，它确保了两个输出都从来没有在同一时间启用。
当控制器使HO使能时，这个自适应功能块首先使LO无效，等到LO的电平降到约为VCC电平的25%时，经过短暂的延时，HO才有效。
类似的，当HO放电时，LO有效。
这种方法可以保证足够的死区时间给任何种类的MOS管。
热保护
内部热关断电路是为了保护集成电路工作出现最大结温的情况。
当它动作时，典型温度在170°C，控制器强制进入低功耗的重启动，使输出驱动和偏置调节器无效。
这个设计可以防止偶发性的器件过热导致灾难性的故障。
应用信息
外部器件
计算外部器件的过程在下面的设计实例中举例说明。
设计器件的清单在TABLE1中。
Figure15中的电路按如下规格配置:
●输出电压=5V；
●输入电压=7~60V；
●最大负载电流=7A；
●开关频率=250kHz
简化公式作为设计方法的通用方针。
详细公式在小节的最后提供。
定时电阻
RT用于设置振荡器的开关频率。
一般，高频应用时阻抗较小，但会有较高的损失。
250kHz的工作频率是高频和小尺寸的统一。
250kHz开关频率下的RT阻抗可以通过以下的公式计算：
RT选择最接近标准值的12.4kΩ。
输出电感
电感值根据工作频率、负载电流、纹波电流和输入输出电压确定。
已知开关频率（fSW），最大纹波电流（IPP），最大输入电压（VIN（MAX））和标称输出电压（VOUT），电感值可按如下计算：
最大纹波电流在输入电压最大时出现。
典型地，IPP等于20%到40%的满负载电流。
当工作在二极管仿真模式时，最大纹波电流应该小于两倍的最小负载电路。
在完全同步工作时，高纹波电流可以被接受。
如果允许高纹波电流，可以使用更小的电感，但也会使输出端电容在平整纹波电流得到低输出纹波电压方面，承受更多的压力。
在这个例子中，为了更小的电感，选择40%的纹波电流：
使用近似的6μH标准值。
这个电感必须以冲击电流来计算，以防止饱和。
在正常工作期间，冲击电流为最大负载电流加最大纹波。
在正确调整器件值并过负载条件下，冲击电流被限制在VCS（TH）/RS（见下一节）。
在输出短路时的最大输入电压，电流谷值必须在高边MOS管允许打开前降到VCS（TH）/RS以下。
这个冲击电流进入稳定状态可以增加到VIN（MAX）×TON（MIN）或更高。
选择的电感都必须按照这个条件来选值，特别是在抬升额定饱和电流的温度时，可能出现显著的下降。
电流感应电阻
电流限制通过电流感应电阻值（RS）来设定。
为了得到5V的输出，最大电流感应信号出现在最下输入电压时，因此RS如下计算：
在这个例子中，VCCX=0V，因此VCS（TH）=0.11V。
这个电流感应电阻如下计算：
最接近标准值的较低RS为10mΩ。
斜坡电容
当电感和感应电阻值选好后，斜坡电容的值（CRAMP）在仿真斜坡电路时是必须的：
其中，输出电感L的值单位是H，gm是斜坡发生器的跨导（5μA/V），A是电流感应运放的增益（10V/V）。
在5C输出设计实例中，斜坡电容计算如下：
CRAMP选择近似标注值270pF。
推荐选用一个5%COG类型的电容或者更小公差的电容。
输出电容
输出电容可以平整电感纹波电流，提供一个给暂态负载充电的源。
在此设计实例中，选择5个100μF的陶瓷电容。
陶瓷电容提供非常低的等效串联阻抗（ESR），但是由于直流偏置，电容容值会出现显著的衰减。
从厂商数据手册中可知，在250kHz下的ESR是2mΩ/5=0.42mΩ，在5V时电容容值下降36%。
这个已经通过测试电路的输出纹波电压和频率响应证实。
主要器件的输出纹波电压按如下计算：
代入5V设计实例的典型值，则：
输入电容
调节器提供的电压在开关频率下具有较大的电源阻抗。
高质量的输入电容在抑制VIN在打开期间提供开关电流时的电压纹波方面是必须的。
当降压开关打开时，开关电流进入电感电流波形的谷值。
这个输入电容应该选择RMS电流等级以及最小的纹波电压。
一个好的符合纹波电流等级要求的近似值是IRMS>IOUT/2。
低ESR的高质量陶瓷电容被选择用于输入滤波器。
考虑到电容公差和电压等级，使用4个2.2μF的100V的陶瓷电容在典型应用电路中。
用陶瓷电容，输入纹波电压会是三角形，峰值在50%的占空比。
考虑到直流偏置电容的变化，输入纹波电压近似为：
当变换器连接到输入电源，会产生一个由线路阻抗和输入电容组成的谐振电路。
如果期望在LM5116的最大额定值附近出现阶跃输入电压骤变，应该对器件VIN引脚上的振荡和可能的过冲做一个仔细的评估。
为了尽量减小过冲，使CIN>10×LIN。
典型电流阻抗和谐振频率为：
变换器会出现一个负向输入阻抗，在最小输入电压下最小：
输入滤波器的阻尼因子是：
当δ=1时，输入滤波器在临界阻尼。
这可能很难达到实际器件的值。
在δ<0.2时，输入滤波器将出现显著的振铃。
如果δ=0，或者负值，电路中可能没有足够的电阻，输入滤波器会维持振荡。
当工作接近最小输入电压，CIN端需要一个铝电解电容，用于缓冲输入，为了典型工作台测试的建立。
目前电流基于开关频率下的相对阻抗
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