扩音机电路的设计毕业设计Word文档下载推荐.docx

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作为电子线路的课题设计,本课题提出的扩声电路性能指标比较低，主要采用理论课题里介绍的运算放大集成电路和音频功率放大集成电路来构成扩声电路。

这种性能指标低的扩音器主要在于价格便宜，制作简单，不需要太多昂贵的集成块。

关键词　扩声;

音频功放;

放大电路

第1章　方案设计

采用运算集成电路和音频功率放大集成电路设计一个对话筒输出信号具有放大能力的扩声电路.

其电路方框图如图1-1所示：

图1—1　扩声电路原理框图

前置放大主要完成对小信号的放大，一般要求输入阻抗高,输出阻抗低,频带要宽,噪声要小；

音量控制主要实现对输入信号高、低音的提升和衰减.

第2章　单元电路设计

2.1　前置放大器的设计

由于话筒提供发信号非常弱,故一般在音调控制器前面要加一个前置放大器。

该前置放大器的下限频率要小于音频控制器的低音转折频率，上限频率要大于

音频控制器的高音转折频率。

考虑到所设计电路对频率响应及零输入（及输入短路）时的噪声、电流、电压的要求，前置放大器选用集成运算放大器LF353。

它是一种双路运算放大器，属于高输入阻抗低噪声集成器件.其输入阻抗高为104MΩ，输入偏置电流仅有50х10—12A，单位增益频率为4MHZ，转换速率为13V/us,用做音频前置放大器十分理想，其外引线图如图2—1所示

图2-1　LF353外引线图

前置放大电路由LF353组成的两极放大电路完成,如图2—2所示。

第一级放大电路的Au1=10，即1+R3/R2=10，取R2=10KΩ，R3=100KΩ。

取Au2=10（考虑增益余量）,同样R5=10KΩ,R6=100Ω。

电阻R1、R2为放大电路偏置电阻,取R1=R4=100KΩ。

耦合电容C1与C2取10uF，C4与C11取100uF，以保证扩声电路的低频响应。

图2—2　前置放大器

其他元器件的参数选择为：

C3=100pF，R7=22KΩ。

电路电源为±

12V。

2。

2　音调控制器的设计

音调控制器的功能是，根据需要按一定的规律控制、调节音响放大器的频率响应,更好地满足人耳的听觉特性。

一般音调控制器只对低音和高音信号的增益进行提升或衰减，而中音信号的增益不变，音调控制器的电路结构有多种形式，常用的典型电路结构如图2-3所示。

该电路的音调控制曲线（即频率响应）如图2-4所示。

音调控制曲线中给出了相应的转折频率：

Fl1表示低音转折频率,Fl2表示中音下限频率，F0表示中音频率（即中心频率），要求电路对此频率信号没有衰减和提升作用，Fh1表示中音上限频率，Fh2表示高音转折频率。

图2—3　音调控制器电路

f/Hz

Au/dB

-20db/10倍数

FL1

100Hz

10Hz

FH2

图2-4　音频控制器频率响应曲线

音调控制器的设计主要是根据转折频率的不同来选择电位器、电阻及电容参数。

2.2.1　低频工作时元器件参数的计算

音调控制器工作时在低音时（即F〈Fl），由于电容C5＜C6=C7故在低频时C5可看成开路，音频控制电路此时可简化为图2—5，图2-6所示电路。

图2—5所示为电位器RP1中间抽头处在左端，对应于低频提升最大的情况。

图2—6所示电位器RP1中间抽头处在最右端，对应于低频衰减最大的情况.下面分别进行讨论。

图2—5　低频提升电路

图2—6　低频衰减器

1、低频提升

由图2-5可求出低频提升电路的频率响应函数为

式中,

，

当频率F远远小于Fl1时,电容C7近似开路，此时的增益为

当频率升高时，C7的容抗减小,当频率F远远小于Fl1时，C7近似短路，此时的增益为

在Fl1＜F＜Fl2的增益范围内电压增益衰减率为-20dB/10倍频，即—6dB/倍频（若40HZ对应的增益是20dB，则2

40HZ=80HZ时所对应的增益是14dB）

本设计要求中频增益为A0=1（0dB）,且在100HZ处有±

12dB的调节范

围。

故当增益为0dB时，对应的转折频率为400HZ（因为从12dB到0dB对应两个倍频程，所以对应频率是400HZ）因此音调控制器的低音转折频率f11=fl2/10=40HZ。

电阻R8，R10及RP1的取值范围一般为几千欧姆到几百千欧姆.若取值过大，则运算放大器的漏电流的影响变大；

若取值过小，则流入运算放大器的电流将超过其最大输出能力。

这里取RRP1=470KΩ。

由于A0=1，故R8=R10。

又因为wl2/wl1=（RRP1+R10）/R10=10，所以R8=R10=RRP1/（10—1）=52KΩ，取R9=R8=R10=51KΩ。

电容C7可由式

求得:

C7=0。

00085uF，取C7=0。

01uF。

2、低频衰减

在低频衰减电路中，如图6所示,若取电容C6=C7,则当工作频率f远小于fL1，电容C6近似开路,此时电路增益

当频率F远大于F12时，电容近似短路，此时电路增益

可见，低频端最大衰减倍数为1/10（即-20dB）。

2.2　高频工作时元器件参数的计算

音调控制器在高频端工作时,电容C6，C7近似短路，此时音调控制电路可简化成图2-7所示电路。

为便于分析，将星形连接的电阻R8=R9=R10转换成三角形连接，转换后如图2—8所.所以Ra=Rb=Rc=3R8.由于Rc跨接在电路的输入端和输出端之间，对控制电路无影响，故它可忽略不记。

图2—7　音调控制电路在高频段时的简化等效电路

图2-8　音调控制电路高频段简化电路的等效变换电路

当RP2中间抽头处于最左端时,此时高频提升最大,等效电路如图2—9所示；

当RP2中间抽头处于最右端时，此时高频衰减最大,等效电路如图2-10所示。

图2—9　高频提升电路

图2-10　高频衰减电路

1、高频提升.由图2-9可知，该电路是一个典型的高通滤波器，其增益

函数为

其中，

。

当F远小于Fh1时，电容C5可近似开路，此时的增益为

（中频增益）

当F远大于Fh2时，电容C5近似为短路，此时的电压增益为

当Fh1≤F≤Fh2时，电压增益按20dB/10倍数的斜率增加。

由于设计任务中要求中频增益A0=1，在10kHz处有±

12dB的调节范围,所以求得Fh1=2.5kHz。

又因为ωH1/ωH2=（R11+Ra）/R11=AH，高频最大提升量AH一般也取10倍，所以Fh2=AH•Fh1=25kHz。

由（R11+Ra）/R11=AH得:

R11=Ra/（AH-1）=17KΩ,取R11=18kΩ。

由ωH2=1/R11C5得：

C5=1/（2ЛFh2R11）=354pF,取C5=330pF。

高音调节电位器Rp2的阻值与Rp1相同，取RRp2=470Kω。

2、高频衰减。

在高频衰减等效电路中，由于Ra=Rb，其余元器件也相同。

所以有高频衰减的转折频率与高频提升的转折率相同。

高频最大衰减1/10（即—20dB）。

3　功率输出级的设计

功率输出级电路结构有许多种，选择由分立元器件组成的功率放大器或单片

集成功率放大器均可。

为了巩固在电子线路课程中所学的理论知识，这里选用集成运算放大器组成的典型OCT功率放大器，其电路如图2—11所示，其中由运算放大器组成输入电压放大驱动级，由晶体管VT1，VT2,VT3，VT4组成的复合管为功率输出级。

三级管VT1与VT2都为NPN管，仍组成NPN型的复合管。

VT3与VT4为不同类型的晶体管，所组成的复合管导电极性由第1只脚决定，为PNP型复合管。

图2—11　功率放大电路

3。

1　确定电源电压

功率放大器的设计要求是最大输出功率

由公式

可得：

可得

考虑到输出功率管VT2与VT4的饱和压降和发射极R11与R22的压降，电源电压常取VCC=（1.2~1.5）UOm。

将已知参数带入上式,电源电压选取±

3.2　功率输出级设计

1、输出晶体管的选择.输出功率管VT2与VT4选择同类型的NPN型大功率管。

其承受的最大反向电压为UCEmax=2VCC。

每只晶体管的最大集电极电流为ICmaxVCC/RL=1.5A,每只晶体管的最大集电极功耗为:

PCmax=0.2POmax=1.6W.所以，在选择功率三极管时，除应使两管β的值尽量对称外，其极限参数还应满足系列关系：

VBRCEO＞2VCC,ICM＞ICmax，PCM＞PCmax，PCM＞PCmax。

根据上式关系，选择功率三极管为3DD01。

2、复合管的选择.VT1与VT3分别与VT2与VT4组成复合管，它们承受的最大电压均为2VCC，考虑到R18与R20的分流作用和晶体管的损失，晶体管VT1与VT3的集电极功耗：

PCmax=（1.1—1.5）PC2max/β2而实际选择VT1，VT3参数要大于最大值.另外为了复合出互补类型的三极管，一定要使VT1，VT3互补，其要求尽VT3称性好。

可选用VT1为9013,VT3选用9015.

2.3。

3　电阻R17~R12的估算

R18与R20用来减小复合管的穿透电流，其值过小会影响复合管的稳定性，太大又会影响输出功率，一般取R18=R20=（5－10）Ri2。

Ri2为VT2管的输入端等效电阻，其大小可用公式Ri2=rbe+（1+β2）R21来计算，大功率管的rbe约为10Ω，β为20倍。

输出功率管的发射极电阻R21与R22起到电流的负反馈作用，使电路的工作更加稳定，从而减少非线性失真。

一般取R21=R22=（0。

05～0。

1）RL.

由于VT1与VT3管的类型不同，接法也不一样,因此两只管子的输入阻抗不一样,这样加到VT1与VT3管基极输入端的信号将不对称。

为此，增加R17与R19作为平衡电阻，使两只管子的输入阻抗相等。

一般选择R17=R19=R18∥Ri2。

根据以上条件，选择电路元器件值为：

R21=R22=1Ω，R18=R20=270Ω，R17=R19=30Ω。

3.4　确定静态偏置电路

为了克服交越失真，由R15,R16,RP3和二节管VD1，VD2共同组成两对复合管的偏置电路,使输出级工作于甲乙类状态.R15与R16的阻值要根据输出级输出信号的幅度和前级运算放大器的最大允许输出电流来考虑。

静态时功率放大器的输出端对地的电位为0（VT1与VT3应处于微导通状态），即U0=0V.运算放大器的输出电位UO3≈0V.若取电流IO=1mA，RRP3=0（RP3用于调整复合管的微导通状态，其调节范围不能太大,可采用1kΩ左右的精密电位器，其初始值应调在零阻值,当调整输出级静态工作电流或者输出波形的交越失真时再逐渐增大阻值）。

则

所以R15=11。

3KΩ,取R15=11KΩ。

为了保证对称,电阻R16=11KΩ。

取RRP3=1KΩ。

电路中的VD1与VD2选为1N4148。

3.5　反馈电阻R13与R14的确定

在这里放大器选用LF353，功率放大器的电压增益可表示为：

取R14=1KΩ,则R13+RRP4=19KΩ。

为了使功率放大器增益可调，取R13=15KΩ，RRP4=4。

7KΩ。

电阻R12是运算放大器的偏置电阻，电容C8是输入耦合电容，其大小决定了扩声电路的下限频率。

取R12=100KΩ,C8=100uF。

并联在扬声器的R23与C10消振网络,可以改善扬声器的高频响应。

这里取R23=27Ω，C10=0.1uF。

一般取C9=4。

7uF。

总结

（1）此次实验从设计到实现，每一步都伴随着问题的不断的产生与解决，经过艰辛的调试、测量，最终完成实验，除了极个别的参数与设计要求稍有差距之外,其余参数均满足设计指标。

实验总体是成功的. 

（2）综合性实验涉及了几乎整个电路设计与实现的过程,严谨完成实验将很有意义,而且这是学习模拟电路以来第一次完整体验实际电路的实现，这个过程让我获益颇多。

通过这次实践，我对音频放大电路有了有了更深入的了解，对模拟电路设计过程和方法有了基本了解和认识,能够对简单电路系统中出现的故障和问题提出解决方案,学习并熟悉了相关软件的基本使用。

（3）为发现和解决实际电路问题，我查阅了不少资料，和同学讨论交流，一同解决问题，解决实际问题的能力有所提升。

（4）电路设计与测试是一件艰辛的工作，充满挑战,但挑战带来了乐趣，艰辛诞生了硕果，实践让知识升华。

参考文献

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成都:

附录1　总电路原理图