毕业设计 基于IGBT的大功率开关电源设计Word格式.docx

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输入阀值电流If=5mA（max）；

电源电流Ic=l1mA（max）；

电源电压V=10～35V；

输出电流L=±

0.5A（min）。

如何对功率器件IRF840进行驱动是至关重要的，必须首先对此问题加以解决，然后才能在此基础上对控制器进行设计。

基于TLP250的电路图如下

图2.3基于TLP250开关电源

2.1.2方案二

图2.4开关电源电路方框图

220V交流电压经过EMI滤波及整流后，得到约300V的直流电压加到桥式变换器上，用脉宽调制电路产生的双列脉冲信号去驱动功率IGBT管。

本系统采用门极可关断功率全控式电力电子器件IGBT，改变其负载两端的直流平均电压的调制方法采用脉冲调宽的方式，即主开关通断的周期T保持不变，而每次通电时间可变。

实际上就是利用自关断器件来实现通断控制，将直流电源电压断续加到负载上，通过通、断的时间变化来改变负载电压平均值，亦称直流一直流变换器。

驱动芯片采用EXB841，通过单片机控制输出触发脉冲，控制IGBT的通断，从而改变输出功率的大小。

2.2方案论证选择

方案一、二的电路基本结构和原理相似，其主要区别在于驱动芯片的选择：

TLP250驱动芯片体积小，价格便宜，是不带过流保护的IGBT驱动器中较理想的选择，但由于没有软关断功能，它在大功率电路中对IGBT的保护不够；

与它相比，EXB841具有单电源，模块化，过流检测，保护软关断等优点，通过单片机控制，操作更灵活，控制更精确，更适合于大功率开关电源电路，所以采用方案二。

3基本原理

3.1斩波电路原理

将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电,也称为直接直流-直流变换器（DC/DCConverter）。

降压斩波电路时其最基本的一种电路，如图所示，它的原理如下：

（1）t=0时刻驱动V导通，电源E向负载供电，负载电压uo=E，负载电流io按指数曲线上升

（2）t=t1时刻控制V关断，负载电流经二极管VD续流，负载电压uo近似为零，负载电流呈指数曲线下降。

为了使负载电流连续且脉动小通常使串接的电感L值较大。

至一个周期T结束，再驱动V导通，重复上一周期的过程。

当电路工作于稳态时，负载电流在一个周期的初值和终值相等。

负载电压的平均值为

（式3—1）

ton——V通的时间toff——V断的时间a--导通占空比

由此式知，输出到负载的电压平均值Uo最大为E，若减小占空比a，Uo随之减小。

因此称为降压斩波电路。

负载电流平均值为

（式3—2）

若负载中L值较小，则在V关断后，到了t2时刻，负载电流衰减到零，会出现负载电流断续的情况，此时负载电压平均值会被抬高，一般不希望出现电流断续的情况。

根据队输出电压平均值进行调控的方式不同，斩波电路可有三种控制方式：

（1）T不变，变ton—脉冲宽度调制（PWM）

（2）ton不变，变T—频率调制

（3）ton和T都可调，改变占空比—混合型

PWM（脉宽调制技术）控制系统具有较大的优越性：

主电路线路简单，需要的功率元件少；

开关频率高，电流容易连续，谐波少；

低速性能好，稳速精度高，因而调速范围宽；

系统频带宽，快速响应性能好，动态抗干扰能力强；

主电路元件工作在开关状态，导通损耗小，装置效率高。

图3.1降压斩波电路原理

3.2IGBT栅极控制特性

绝缘栅双极晶体管IGBT（InsulatedGateBipolarTransistor）是一种新型的电力半导体器件,它是既具有功率场效应晶体管（MOSFET）高速、高输入阻抗、易驱动的特点,又具有双极达林顿功率晶体管GTO饱和电压低、电流容量大、高反压等优点的电力电子开关器件。

为此,所具有的采用电压型驱动、高输入阻抗、开关速度快（可正常工作在几十kHz频率范围内）、开关功率损耗小、通态压降小等一系列优良特性,使得IGBT成为大中功率开关电源、逆变器、高频感应加热、有源滤波器、家用电器等需要电流变换场合的理想功率器件。

IGBT与普通晶体三极管一样,可工作在线性放大区、饱和区和截止区,而其主要作用为开关器件应用,我们所关注的理所当然的是饱和导通和截止关断这两个工作区间。

为此对IGBT的导通和关断过程的分析和研究就显得十分重要了。

图3.2所示为IGBT开关等效电路,图3.3为IGBT开通与关断时的动态波形图。

图3.2IGBT开关等效电路

从图3.2中,我们可知IGBT各极间存在着分布电容CGE、CGC、CCE及射极回路中存在着分布漏感LE,这些耦合的分布参数是由IGBT本身的结构所决定的。

正是由于这些参数的存在而对IGBT的开通和关断过程造成不利的影响。

由于CCE的数值很小,其影响力亦很小,动态过程分析中一般就忽略不计了。

3.2.1IGBT的开通过程

图3.3IGBT开通与关断时动态波形图

如图3.3所示,在t0时刻加上触发脉冲Ui,通过电阻RG给IGBT栅极提供一个驱动电压UGE,由于CGE的影响,UGE并不能垂直上升,当UGE在t1时刻达到栅极阈值电压,集电极电流ic从0开始上升,同时也在LE上感应出一个反电势,其随ic的上升而增大,由于其方向是与UGE相反的,故此对UGE的大小和上升率呈现抵消作用,同时它又制约和减缓了ic的增长。

CGC所存在的“密勒”效应亦对UGE产生了不利的影响。

在t2时刻,ic达到最大值,UGE开始下降,并由此使G-C等效电容CGC放电,这相当于在驱动电路中增加了一种容性电流ICGC,使驱动电路内阻抗上的压降增加,造成UGE进一步降低,其波形在t2-t3段上呈现一种上升趋势的凹形。

可以看出驱动电路的内阻抗越低,容性电流ICGC对它的影响就越小。

当UCE下降到接近于0（管压降）时,ICGC的影响就微不足道了。

ICGC的出现,不但降低了UGE,同时也就延缓了IGBT的开通过程。

在t3时刻UCE下降到接近于0的管压降稳定值,ic也进入稳态值阶段,此时IGBT进入饱和导通状态,抑制和阻碍UGE上升的不利因素都已消失,故此UGE能以较快的上升率进入到最大稳定值,至此IGBT的开导过程结束。

以上分析的结果表明,IGBT的LE、CGC和驱动电路的电阻都将影响IGBT的开通速度,为此应尽量选择LE、CGC小的IGBT,同时也应采用内阻小的驱动电路。

3.2.2IGBT的关断过程

IGBT关断时的波形如图3.3所示。

在t’0时刻给出关断触发脉冲,Ui下降沿作用于栅极。

由于CGE的影响,使UGE不能垂直下降,而是以一定斜率下降,在t’0-t’1期间,ic、UCE维持不变,当UGE下降到一定程度,t1时刻后,IGBT进入线性放大工作状态,UCE开始上升,CGC的密勒效应主宰着UCE的上升率,由于CGE和CGC的共同耦合电容效应,致使UGE在一段时间内（t’1～t’2）保持一种动态平衡的基本不变。

当在t’2时刻UCE达到动态峰值时,ic按一定斜率下降至0,同时CGE和CGC的放电作用消失,UGC自t’2下降至t’3时为0值;

UCE进入稳定状态,关断过程结束。

为使关断可靠,触发脉冲Ui加上了-5V的负脉冲。

以上分析的结果表明,IGBT的CGC、CGE都对关断过程起到延缓和阻碍的作用,故此要选择CGC、CGE小的IGBT;

另一个方面内阻小的驱动电路,能使CGC、CGE的充放电电流增加,可以加速UGE下降和UCE上升的速率。

3.2.3栅极串联电阻对栅极驱动波形的影响

栅极驱动电压的上升、下降速率对IGBT开通关断过程有着较大的影响。

IGBT的MOS沟道受栅极电压的直接控制，而MOSFET部分的漏极电流控制着双极部分的栅极电流，使得IGBT的开通特性主要决定于它的MOSFET部分，所以IGBT的开通受栅极驱动波形的影响较大。

IGBT的关断特性主要取决于内部少子的复合速率，少子的复合受MOSFET的关断影响，所以栅极驱动对IGBT的关断也有影响。

在高频应用时，驱动电压的上升、下降速率应快一些，以提高IGBT开关速率降低损耗。

在正常状态下IGBT开通越快，损耗越小。

但在开通过程中如有续流二极管的反向恢复电流和吸收电容的放电电流，则开通越快，IGBT承受的峰值电流越大，越容易导致IGBT损害。

此时应降低栅极驱动电压的上升速率，即增加栅极串联电阻的阻值，抑制该电流的峰值。

其代价是较大的开通损耗。

利用此技术，开通过程的电流峰值可以控制在任意值。

由以上分析可知，栅极串联电阻和驱动电路内阻抗对IGBT的开通过程影响较大，而对关断过程影响小一些，串联电阻小有利于加快关断速率，减小关断损耗，但过小会造成di/dt过大，产生较大的集电极电压尖峰。

因此对串联电阻要根据具体设计要求进行全面综合的考虑。

栅极电阻对驱动脉冲的波形也有影响。

电阻值过小时会造成脉冲振荡，过大时脉冲波形的前后沿会发生延迟和变缓。

IGBT的栅极输入电容Cge随着其额定电流容量的增加而增大。

为了保持相同的驱动脉冲前后沿速率，对于电流容量大的IGBT器件，应提供较大的前后沿充电电流。

为此，栅极串联电阻的电阻值应随着IGBT电流容量的增加而减小。

3.3软启动与软关断

开关电源的输入电路大都采用电容滤波型整流电路，如图3.4所示，在进线电源合闸瞬间，由于电容器上的初始电压为零，电容器充电瞬间会形成很大的浪涌电流，特别是大功率开关电源，采用容量较大的滤波电容器，使浪涌电流达100A以上。

如图3.5。

在电源接通瞬间如此大的浪涌电流，重者往往会导致输入熔断器烧断或合闸开关的触点烧坏，整流桥过流损坏；

轻者也会使空气开关合不上闸。

上述现象均会造成开关电源无法正常工作，为此几乎所有的开关电源都设置了防止流涌电流的软启动电路，以保证电源正常而可靠运行。

图3.4电容输入式滤波电路

图3.5上电后输入浪涌电流

开关电源同其它电子装置一样，短路是最严重的故障，短路保护是否可靠，是影响开关电源可靠性的重要因素。

IGBT（绝缘栅双极型晶体管）兼有场效应晶体管输入阻抗高、驱动功率小和双极型晶体管电压、电流容量大及管压降低的特点，是目前中、大功率开关电源最普遍使用的电力电子开关器件。

IGBT能够承受的短路时间取决于它的饱和压降和短路电流的大小，一般仅为几μs至几十μs。

短路电流过大不仅使短路承受时间缩短，而且使关断时电流下降率di/dt过大，由于漏感及引线电感的存在，导致IGBT集电极过电压，该过电压可在器件内部产生擎住效应使IGBT锁定失效，同时高的过电压会使IGBT击穿。

因此，当出现短路过流时，必须采取有效的保护措施。

在检测到过流信号后首先是进入降栅保护程序，以降低故障电流的幅值，延长IGBT的短路承受时间。

在降栅动作后，设定一个固定延迟时间用以判断故障电流的真实性，如在延迟时间内故障消失则栅压自动恢复，如故障仍然存在则进行软关断程序，使栅压降至0V以下，关断IGBT的驱动信号。

由于在降栅压程序阶段集电极电流已减小，故软关断时不会出现过大的短路电流下降率和过高的过电压。

采用软降栅压及软关断栅极驱动保护，使故障电流的幅值和下降率都能受到限制，过电压降低，IGBT的电流、电压运行轨迹能保证在安全区内。

3.4驱动电路

驱动电路就是将信息电子电路传来的信号按控制目标的要求，转换为相应的驱动信号。

开关型功率器件的驱动分为两种形式：

一是电流型驱动,如GTR 

；

二是电压型驱动，如功率MOSFET、IGBT。

无论是哪种驱动电路，在设计时都必须考虑以下两点：

最优化驱动特性和自动快速保护。

所谓最优化特性就是以理想的控制极驱动电流（或电压、或两者兼有） 

去控制功率器件的开关过程，以提高开关速度、减小开关损耗；

自动快速保护则是在驱动电路故障状态下快速自动地切断控制极信号，避免功率管遭到损坏，在主回路故障状态时能及时自动切断与主回路的联系的能力。

本文介绍的为电压型IGBT驱动电路。

IGBT是将MOSFET的高速易驱动，安全工作区宽同双极性器件低饱和压降结合的产物。

它具有以下特点：

高的输入阻抗，使之可采用通用低成本的驱动线路；

高速开关特性；

导通状态的损耗低。

在设计驱动电路时，主要考虑以下的参数：

IGBT的额定值；

短路电流特性；

感性负载的关断特性；

最大栅极发射极电压；

栅极输入电容；

安全工作区特性。

驱动电路的分类：

驱动电路作为逆变电路的一部分，对逆变器和变频器的三相或单相输出有着巨大的影响。

驱动电路的设计常用的一般有这样几种方式：

3.4.1分立插脚式元件的驱动电路

分立插脚式元件组成的驱动电路在80年代的日本和台湾变频器上被广泛使用，主要包括日本（富士：

G2，G5。

三肯：

SVS，SVF，MF.，春日，三菱Z系列K系列等）台湾（欧林，普传，台安。

）等一系列逆变器和变频器。

随着大规模集成电路的发展及贴片工艺的出现，这类设计电路复杂，集成化程度低的驱动电路已逐渐被淘汰。

3.4.2光耦驱动电路

光耦驱动电路是现代逆变器和变频器设计时被广泛采用的一种驱动电路，由于线路简单，可靠性高，开关性能好，被欧美及日本的多家逆变器和变频器厂商采用。

由于驱动光耦的型号很多，所以选用的余地也很大。

驱动光耦选用较多的主要由东芝的TLP系列，夏普的PC系列,惠普的HCPL系列等。

3.4.3厚膜驱动电路

厚膜驱动电路是在阻容元件和半导体技术的基础上发展起来的一种混合集成电路。

它是利用厚膜技术在陶瓷基片上制作模式元件和连接导线，将驱动电路的各元件集成在一块陶瓷基片上，使之成为一个整体部件。

使用驱动厚膜对于设计布线带来了很大的方便,提高了整机的可靠性和批量生产的一致性，同时也加强了技术的保密性。

现在的驱动厚膜往往也集成了很多保护电路，检测电路。

应该说驱动厚膜的技术含量也越来越高。

3.4.4专用集成块驱动电路

IGBT的驱动电路必须具备2个功能：

一是实现控制电路与被驱动IGBT栅极的电隔离；

二是提供合适的栅极驱动脉冲，实现电隔离可采用脉冲变压器、微分变压器及光电耦合器。

现在还出现了专用的集成块驱动电路，主要由IR的IR2111，IR2112，IR2113等，其它还有三菱的如M57956，M57959等驱动电路。

本次设计中采用富士公司的EXB841驱动芯片。

3.5过热保护

一般情况下流过IGBT的电流较大，开关频率较高，故而器件的损耗也比较大，如果热量不能及时散掉，使得器件的结温Tj超过Tjmax，则IGBT可能损坏。

IGBT的功耗包括稳态功耗和动态动耗，其动态功耗又包括开通功耗和关断功耗。

在进行热设计时，不仅要保证其在正常工作时能够充分散热，而且还要保证其在发生短时过载时，IGBT的结温也不超过Tjmax。

当然，受设备的体积和重量等的限制以及性价比的考虑，散热系统也不可能无限制地扩大。

可在靠近IGBT处加装一温度继电器等，检测IGBT的工作温度。

控制执行机构在发生异常时切断IGBT的输入，保护其安全。

除此之外，将IGBT往散热器上安装固定时应注意以下事项：

（1）由于热阻随IGBT安装位置的不同而不同，因此，若在散热器上仅安装一个IGBT时，应将其安装在正中间，以便使得热阻最小；

当要安装几个IGBT时，应根据每个IGBT的发热情况留出相应的空间；

（2）使用带纹路的散热器时，应将IGBT较宽的方向顺着散热器的纹路，以减少散热器的变形；

（3）散热器的安装表面光洁度应≤10μm，如果散热器的表面不平，将大大增加散热器与器件的接触热阻，甚至在IGBT的管芯和管壳之间的衬底上产生很大的张力，损坏IGBT的绝缘层；

（4）为了减少接触热阻，最好在散热器与IGBT模块间涂抹导热硅脂。

（5）为降低斩波电路中输出电压纹波，必须采取输出滤波措施，可采取LC滤波；

（6）必须针对控制参数进行整定，从中找到对应的合理输出电流值，以提高控制精度。

3.6缺相保护电路

由于电网自身原因或电源输入接线不可靠，开关电源有时会出现缺相运行的情况，且掉相运行不易被及时发现。

当电源处于缺相运行时，整流桥某一臂无电流，而其它臂会严重过流造成损坏，同时使逆变器工作出现异常，因此必须对缺相进行保护。

检测电网缺相通常采用电流互感器或电子缺相检测电路。

由于电流互感器检测成本高、体积大，故开关电源中一般采用电子缺相保护电路。

图3.6是一个简单的电子缺相保护电路。

三相平衡时，R1～R3结点H电位很低，光耦合输出近似为零电平。

当缺相时，H点电位抬高，光耦输出高电平，经比较器进行比较，输出低电平，封锁驱动信号。

比较器的基准可调，以便调节缺相动作阈值。

该缺相保护适用于三相四线制，而不适用于三相三线制。

电路稍加变动，亦可用高电平封锁PWM信号。

图3.6三相四线制的缺相保护电路

4单元模块设计

4.1关键元器件介绍

4.1.1EXB841

大电流高电压的IGBT已模块化，它的驱动电路也已集成化，如富士电机公司的EXB系列驱动器即为集成化的IGBT专用驱动电路。

其中EXB841为高速型（最大40kHz运行），内部电路框图如图4.1所示。

图4.1EXB841内部结构

EXB系列驱动器的各引脚功能如表1：

表1EXB系列驱动器引脚

脚1

连接用于反向偏置电源的滤波电容器

脚2

电源（＋20V）

脚3

驱动输出

脚4

用于连接外部电容器，以防止过流保护电路误动作（大多数场合不需要该电容器）

脚5

过流保护输出

脚6

集电极电压监视

脚7、8

不接

脚9

电源

脚10、11

脚14、15

驱动信号输入（-，＋）

EXB841原理如图4.2，当控制电路使EXB841输入端脚14和脚15有10mA的电流流过时，光耦合器IS0l就会导通，A点电位迅速下降至0V，使V1和V2截止V2截止使D点电位上升至20V，V4导通，V5截止，EXB841通过V4及栅极电阻Rg向IGBT提供电流使之迅速导通,Uc下降3V。

与此同时，V1截止使+20V电源通R3向电容C2充电，时间常数r1为

r1=R3C2=2·

42us（式4—1）

又使B点电位上升，它由零升到13V的时间可用下式求得:

（式4—2） 

t=2·

54us（式4—3）

然而由于IGBT约lus后已导通，Uce下降至3V，从而将EXB841脚6电位箝制在8V左右，因此B点和C点电位不会充到13V，而是充到8V左右，这个过程时间为1.24us；

又稳压管VZ1的稳压值为13V,IGBT正常开通时不会被击穿，V3不通，E点电位仍为20V左右，二极管VD6截止，不影响V4和V5的正常工作。

正常关断过程控制电路使EXB841输入端脚14和脚15无电流流过，光耦合器IS01不通，A点电位上升使V1和V2导通；

V2导通使V4截止，V5导通，IGBT栅极电荷通过V5迅速放电，使EXB841的脚3电位迅速下降至0V（相对于的EXB841脚1低5V），使IGBT可靠关断，Uce迅速上升，使EXB841的脚6“悬空”。

与此同时V1导通，C2通过V1更快放电，将B点和C点电位钳在0V，使VZI仍不通，后继电路不会动作,IGBT正常关断。

设IGBT已正常导通，则V1和V2截止，V4导通,V5截止，B点和C点电位稳定在8V左右，VZ1不被击穿，V3不导通，E点电位保持为20V，二极管VD6截止。

若此时发生短路，IGBT承受大电流而退饱和，Uce上升很多，二极管VD7截止，则EXB841的脚6“悬空”,B点和C点电位开始由8V上升；

当上升至13V时，VZ1被击穿，V3导通，C4通过R7和V3放电,E点电位逐步下降，二极管VD6导通D点电位也逐步下降，从而使EXB841的脚3电位也逐步下降，缓慢关断IGBT。

B点和C点电位由8V上升到13V的时间可用下式求得

（式4—4）

t＝＝l·

3us 

（式4—5）

C3与R7组成的放电时间常数为

T2＝＝C3R7＝4·

84us（式4—6）

E点由20V下降到3.6V的时间可用下式求得

（式4—7）

t＝8·

（式4—8）

此时慢关断过程结束,IGBT栅极上所受偏压为0V（设V3管压降为0.3V，V6和V5的压降为0.7V）。

这种状态一直持续到控制信号使光电耦合器IS0l截止，此时V1和V2导通，V2导通使D点下降到0V，从而V4完全截止V完全导通，IGBT栅极所受偏压由慢关断时的0V迅速下降到-5V，IGBT完全关断。

V1导通使C2迅速放电、V3截止，20V电源通过R8对C4充电，RC充电时间常数为

T3＝C4R8＝48·

4us