基片集成波导缝隙天线阵设计说明Word文件下载.docx
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以此为基础，Hao设计了X波段的十六路功率分配器，并且将其应用在ALTSA天线阵列的设计上．然而也有其弱点，由于基片集成波导宽度较宽，上述功率分配器的尺寸都不够紧凑。
3.滤波器
基片集成波导可以用来构成多种滤波器，相比于微带线构成的滤波器，基片集成波导具有更高的Q值，因此在此基础上所形成的滤波器也具有更陡峭的带外抑制特性。
一种基片集成波导滤波器，在两列金属通孔间再加上4个金属通孔形成了类似于矩形金属波导中间加入销钉而构成滤波器结构。
可以通过调节中间金属通孔的直径、间距以及与轴线的偏移距离等，在设计频率上实现带通特性。
由于基片集成波导易于和平面电路集成，则可以利用基片集成波导和微带线结合构成滤波器，也能取得较好的滤波特性。
4.天线
基片集成波导缝隙阵天线是一种新型的微波毫米波集成元件，弥补了传统意义上的矩形金属波导缝隙阵天线所固有的缺陷。
传统的矩形金属波导缝隙天线阵具有方向图可以赋形、交叉极化电平低、主瓣宽度窄等优点，从而被广泛地用于微波毫米波雷达系统和通信系统中。
但是由于金属波导材料成本高、体积大、质量重、加工费用昂贵等等不足，很难批量生产，而且在加工完成后还需要一个调试过程用来修正误差。
基片集成波导缝隙阵天线作为传统矩形金属波导缝隙阵天线的替代者，克服了上述种种缺陷，从而具有重要的实际价值和广阔的应用前景。
Apu利用金属通孔阵列代替波导窄边，而后在波导宽边上蚀刻缝隙，从而提出了基片集成波导缝隙天线的雏形。
后来，Yamamoto又设计和仿真了基片集成波导宽边横向缝隙天线。
与此同时，还有许多针对不同的缝隙位置和形状进行的研究，都对后来缝隙天线的发展起了重要作用，例如基片集成波导宽边斜向缝隙等。
1.1.3基片集成波导的特点
1.SIW集合微带线和波导的种种优点于一身，易集成、效率高等。
2.SIW较之于传统矩形波导结构更为紧凑，具有重量轻、体积小、易于集成加工等优点。
3.SIW具有与传统意义上的矩形波导相类似的传播特性，例如可以在毫米波频段实现较高的天线效率，品质因数较高。
4.SIW构成的电路和天线在设计加工完成后，可以通过调整金属通孔的大小来根据设计要求调节其性能，其调试相比于传统矩形波导也更加方便。
5.微波有源器件大多是表面封装或者芯片形式，所以其在安装时需要共面电路结构，如共面波导、微带线等。
SIW却可以和共面传输线实现很好的过渡，凸显了易集成的优点。
2.1SIW与介质填充波导的等效
对基片集成波导传播特性的分析是为设计提供依据。
基片集成波导是一种相对新型的波导结构，并且具有与传统矩形波导相似的传播特性。
2.1.1SIW基本结构
图2-1基片集成波导结构
图2-1是基本的基片集成波导的几何结构，介质基片的上下表面均为金属层,基片中设置两排金属化通孔阵列，这样上下金属面和两排金属化孔之间就形成了
一个类似矩形波导的结构，称作基片集成波导。
图中，a代表两排金属通孔之间
的距离，为基板集成波导的宽度，h是介质基片的厚度，d表示金属通孔的直径,
p为金属化孔阵中相邻孔中心的距离
2.1.2SIW等效矩形波导
如图2.1所示，介质基片的上下金属面可以看成是相应介质填充矩形波导的上下波导壁，两排平行的金属通孔等效构成了传统矩形金属波导的两个金属侧壁。
当电磁波在基片集成波导中传播时，具有与矩形波导相类似的传输特性，但是由于SIW结构的特殊之处，两者也存在一定的差别。
根据研究，基片集成波导只能传输TE模，这是由于基片集成波导的管壁由周期排列的金属化通孔构成，这种结构可以等效为在矩形波导的窄壁上横向开槽。
根据矩形波导理论可知，如果开槽切割管壁电流，波导内的传输模式的能量将向空间辐射；
若开槽不切割管壁电流，则基本不产生空间辐射。
图2-2波导管壁电流分布
如图2-2，由矩形波导中的TEnO模面壁电流分布可知，窄壁横向开槽不切
割横向电流，因此基片集成波导可以传输TEnO模，其中TE1O为主模。
而对于矩形波导中的TM模，窄壁电流为纵向分布，横向开槽必然切割电流，从而产生较大的空间辐射，使得TM模在基片集成波导中无法传播，所以基片集成波导传输模式中只存在TE模。
基片集成波导内传输的主模为TE1O模，它的传播常数及辐射损耗由a，p，d决定。
如图2-3基片集成波导可以等效为传统的介质填充矩形波导，所以对SIW的分析就可以用等效的介质填充矩形波导来代替。
在文献［12］中给出了SIW等效矩形波导的经验公式:
图2-3基片集成波导宽边等效
2
（2-1）
123
31
aRWGaa（2-5）
时，当两种波导的宽度满足一定的关系时，两种波导的相移常数B相等。
两种波
导等效时，矩形波导的宽度称为基片集成波导的等效宽度。
基片集成波导结构参数的变化会对相移常数B产生影响，B可以用来判断基
片集成波导与矩形波导等效的优劣性。
1.仿真计算
在等效性验证中我们取a13mm,b3mm，p1mm,d0.6mm，r2.47，
中心频率f。
10.5GHz。
利用CST建立一段基片集成波导的模型，如图2-4。
SIW仿真运算的传播常数为238.041m
根据矩形波导的波导波长计算公式,
（2-6）
g
12a
（2-7）
（2-8）
（2-9）
可得出由相移常数反推波导宽度a的计算公式,
V4f
22
c
2222（2-10）
0rc
由仿真的相移常数得出aRWG12.537mm
同样建立一段以arwg为宽边的矩形波导模型,
通过仿真计算其电场分布如
图2-6，SIW电场如2-7所示
图2-6矩形波导仿真
图2-7SIW仿真
2•等效公式计算
由经验公式（2-1）〜（2-5）可以计算获得：
i1.0486,20.2253,30.9394,
a0.9661,aRWGaa12.6554mm
利用前面建立的矩形波导模型，以此计算值为宽边，仿真计算此时的传播常
数为241.252m。
3.结果分析
表2-1卩仿真计算结果
SIW
等效计算值
仿真值
波导尺寸类型（mm）
a13
aRWG12.6554
aRWG12.537
传播常数
3（1/m）
238.041
241.252
238.845
等效公式的计算结果与SIW仿真得到的传播常数仅相差约1.33%。
可见此等效公式准确。
如图2-6,2-7所示，可见基片集成波导与等效矩形波导具有相同的电场分布。
由以上分析可见基片集成波导与等效矩形波导具有相似的传播特性，可以采用矩形波导的分析方法来分析SIW的电特性。
2.2SIW与微带传输线的转换
由于微波有源器件大都是表面封装或芯片形式，需要共面电路结构共面波导、微带线等进行转换。
因此，基片集成波导与共面传输线的过渡问题也是本文考虑设计缝隙阵天线的重要问题，设计这类转换的最重要的指标是回波损耗。
微带线与SIW的过渡形式可以分为两类：
第一类为共面形式，即微带线与SIW的一个宽面在同一层介质基片上，这类结构可以仅用一层介质基片实现，加工工艺简单；
第二类为异面形式。
对于传统的矩形波导，某一模式的等效阻抗为：
b
ZZc（2-11）
2a
其中Zc为该模式的特性阻抗。
由于SIW的传播特性与传统的矩形波导极具相似性，仅仅是传播常数有细微差别。
所以此公式也适用于SIW等效阻抗的计算，在实际设计实现时需要达到在工作频段内微带线的特性阻抗与SIW的等效阻抗相匹配的性能要求。
下面，我们主要对微带线与SIW的共面过渡形式进行介绍和实际的应用。
1.共面过渡结构
如图2-8所示，共面形式的微带一SIW转换器主要有三种基本结构：
分为直接过渡，凸型过渡，凹型过渡。
0O
1
.1——
■
••I
oe
直接型凸型凹型
图2-8共面形式转换的三种基本结构
从图2-9可以直观地发现微带线的电场结构与SIW的主模TE10模式的场结
构具有一种自然的相似性［17］。
本文选择凸型渐变的转换形式，其基本结构示于图
2-10。
其优势在于容易实现微带和波导之间的传输匹配。
（a）矩形波导（b）微带线
图2-9主模场分布
微带线与SIW的过渡转换可以在相对较宽的频带内进行匹配，这种形式的过
渡也比较容易设计实现，但是当采用比较厚的介质基片时，微带线部分将会产生比较高的辐射损耗；
如果采用比较薄的介质基片，SIW部分又会产生比较强的导
体损耗，所以二者要兼顾
图2-10微带与基片集成波导转换结构
2.设计与仿真
图2-11是本次微带与SIW过渡转换的仿真模型，2端口激励连接的微带线,通过凸型渐变的方式过渡到基片集成波导。
对于微带线，我们通过计算获得其阻抗近似为50欧姆的时候，微带的宽度Wms近似为2.88mm，基片集成波导尺寸
与前面构建模型一致。
需要确定匹配过渡部分的几何尺寸。
图2-11转换仿真模型
在仿真计算时通过改变过渡部分的几何尺寸，观察S22的变化，下图2-12是
本次试验的参数扫描仿真结果。
Fr?
urc.-'
导t
|训r<
E
图2-12转换匹配时参数扫描结果
可以发现当mi12mm,Lmi12.8mm时效果较好，氐模值小于-20dB，端
口信号的传输较好，反射较小，反射功率可以做到远小于入射功率的百分之一,近似认为达到匹配效果。
3.1基片集成波导馈电的缝隙
基片集成波导类似于矩形波导本质上是一个可以屏蔽电磁场的刚性结构，同样可以构成波导中行波或驻波馈电的线阵天线。
可以通过调整波导上缝隙的偏置，来对缝隙激励的幅度加以控制。
当缝隙切断波导壁上的面电流时，波导内的电磁场便激励了缝隙，从而波导内的能量被耦合到自由空间辐射出去。
缝隙可以被看作是接在波导上的阻抗或导纳元件。
有功损耗认为是向外的辐射功率，无功损耗就是向波导内的反射功率。
由此基片集成波导馈电的缝隙可由其在等效电路中的等效阻抗或等效导纳来表示。
图3.1基片集成波导馈电的缝隙
常用的缝隙形式如图3.1（a）和（匕）所示。
在波导上开如图3.1（a）中a形式的缝隙时是不辐射电磁波的，因为它和表面电流矢量平行，波导壁电流分布见图2-2。
在设计基片集成波导缝隙阵天线时通常使用如图3.2所示的宽边纵向缝隙。
这种缝隙不切割纵向电流，只和横向电流耦合，因此可用简单的二端并联元件来表示其等效电路。
1
X
『jb
&
oooot>
coooao
图3.2基片集成波导馈电的缝隙及其等效电路
3.2波导缝隙特性的计算方法
1.Stevenson法
Stevenson最早用如下的假设计算缝隙特性:
（1）具有理想导体的薄壁；
（2）一个窄缝；
（3）缝隙的长度接近于半个自由空间波长；
（4）无限大理想导电地平面
利用传输线理论和波导模型的格林函数，Stevenson导出了在矩形波导上开各种缝隙时，归算于波导阻抗的谐振电导的值。
宽边上纵向并联缝隙的电导为：
ggl
ga（x/aRWG）
2（3-1）
（2.09aRWGg/b）cos（/2g）
式中是自由空间的波长，
g是波导波长，x是缝隙距波导中心线的距离。
Stevenson的分析是比较粗略的，
他不能有效地得到电抗分量，而且当缝隙长度
变化时缝隙等效电导和电纳都会改变，上式不能反映缝隙长度对其等效导纳的影响。
2•变分法简介
变分法用于波导缝隙参数的计算首先由Oliner提出。
这种方法不仅解决了缝隙电阻（电导）的计算，而且解决了缝隙电抗（电纳）的计算。
除此之外，Oliner还提出了波导壁厚对缝隙谐振长度影响的计算方法并对Stevenson的计算式进行了扩展。
而后又发展了Oliner的计算方法。
解决了纵向缝隙的谐振长度随偏置dx增
大而增大的计算问题，弓I入了缝隙口径导纳YGjB的概念。
对于波导宽边上
的纵向并联缝隙，考虑波导壁厚的影响，它的等效电路如图3-3所示何o
图3-3变分法缝隙的等效模型
3•矩量法简介
矩量法用于表示矩形波导宽壁上一个窄缝的特性，并能够进一步得到窄壁折合缝隙的解。
矩量法的计算工作比上面讨论的方法都要大。
VuKhac和Carson利用场的等效原理，用短路和磁流代替缝隙口径，使缝隙特性公式化。
在馈电波导中，缝隙腔体内（认为壁的厚度有限），和自由空间中取适当的磁场格林函数，用于推导基本积分方程。
缝隙的场被表示成离散的脉冲函数列。
用缝隙口径上匹配的正切分量Ritz-Galerkin法，导出矩阵方程。
然后用矩阵反演来确定散射系数。
最后得出缝隙的场分布。
VuKhac在矩量法计算时，其基函数和权函数都采用脉冲函数，由于收敛慢及在缝隙端点处不满足实际情况，计算结果有一定误差。
采用分段正弦函数可使收敛速度加快，而且满足缝隙端点处的边界条件。
3.3缝隙导纳参数的提取
当设计谐振式缝隙阵时，可以认为缝隙的电压分布是对称的驻波分布。
那么,
在矩形波导宽边上，由纵向缝隙所引起的散射就是对称的，其等效电路模型通常仅包含一并联导纳。
在缝宽一定时，缝隙的归一化导纳随缝隙相对于波导中心线的偏置距离dx和缝隙的长度变化而变化。
当缝隙中心距离两端口相等并且都为半个或一个波导波长时，有如下关系：
其中G°
是波导的特性导纳
由以上二式，可以推出，矩形波导宽边上的纵向缝隙的等效归一化并联导纳,
用测得的或计算的Sh（后向散射参数）表示成:
或用传输系数S2i（前向散射参数）表示为：
Y（x,l,f）2Sn
（3-4）
G0iSii
Y（X丄f）2（ii）（3-5）
GoS2i
因为实际情况下散射并不完全对称，所以两种算法得到的等效归一化导纳会略有不同。
SiS211.2，代入
用前向散射参数和后向散射参数表示的Si1平均值Si1
可得归一化并联导纳的另一种表达式:
可以得知较之于前者，其具有较高的精度
3.4缝隙参数的仿真计算
基片集成波导缝隙的电参数是指孤立缝隙的电参数。
SIW单缝隙几何尺寸如图3-4:
图3-4基片集成波导开单缝隙
单缝电参数包括缝隙的归一化电导、缝隙谐振长度等。
为了设计低副瓣，具
有良好方向图的天线，必须十分精确的得到缝隙的电参数。
如果在某一频率点处缝隙的电纳为零，电导最大，称缝隙在此频率上谐振。
该频率即为谐振频率，缝隙长度和缝隙电导称为谐振长度和谐振电导。
对基片集成波导纵向缝隙特性进行理论分析时，假定Lw1。
在此条件下，当缝隙长度谐振时，缝隙的电导最大
值与缝隙的电纳零值的位置基本相一致。
随着缝隙宽度的增加，缝隙电导最大值
与电纳零值的位置将相互分离。
缝隙越宽，分离值越大，当然缝隙也不能太窄，本文缝宽设为0.5mm。
缝隙的电参数可以通过仿真和理论计算来获得，计算的方法前面已经介绍。
本文在前面设计的基片集成波导模型的基础上，在其上表面开了一个偏置为dx，长度为slot_L，宽度为0.5mm的缝隙。
图3-5是在实际实验过程中所用到的仿真模型。
首先我们确定一个dx，然后优化缝隙的长度slot_L，找到使Si相角接近
I
1/9.8
150
图3-5单缝隙的仿真模型
SL1
5-ParameterPiasenDegrees
/
20
180度的缝隙长度，如图3-6（此时Sn的模值在中心频率f。
10.5GHz近似达到
峰值，图3-7所示）。
我们即可以认为此长度是在此偏置上的谐振长度。
14:
-14.118136i._
:
:
-l'
-in/J'
-；
图3-7谐振S11模值关系
然后记录在每个偏置dx对应谐振长度上的Sn的模值跟相角，再利用上一节
3.3导纳与S参数的关系式，结合Matlab编程来计算其电导值。
从而便可获得单个缝隙的电参数。
根据这些数据可以利用Matlab拟合缝隙谐振长度Lres和缝隙导纳G与偏移
量dx的关系曲线，如图3-8及3-9所示
图3-8缝隙谐振长度与偏置的仿真曲线
图3-9缝隙归一化电导与偏置的关系曲线
2.结果分析
图3-8和3-9为缝隙谐振长度与缝隙偏置、归一化电导与缝隙偏置的关系曲线。
从仿真的结果来看：
（1）耦合结构的导纳值和缝隙谐振长度与偏移量成正比；
（2）不同的偏置对应不同的耦合结构的归一化电导值。
因此通过控制偏移量可实现基片集成波导天线阵阵元的幅度加权。
以上两条曲线是设计基片集成波导缝隙天线阵的基础。
4.1缝隙阵列天线的分类
为了增强缝隙天线的方向性，可在波导壁上按一定规律开多条缝隙构成缝隙
阵列天线。
由于波导场分布的特点，使阵元的位置比较灵活，所以缝隙天线阵元
的形式是多种多样的。
根据波导内传输电磁波的形式又可将缝隙阵列分为谐振式缝隙天线阵和非谐振式缝隙天线阵
4.1.1谐振式缝隙阵
如果波导内传播驻波型电磁波，并且保证各缝隙得到同相激励，那么这种缝隙阵称为谐振式缝隙阵。
这种天线阵的特点是相邻缝隙间的间距为g或g.2,
g是波导波长。
当相邻缝隙间的距离为g「2时，由距离引起的相位差为n,如
果使缝隙分布在波导中心线的两边，贝间起的相位差也为n,最后的结果使得缝隙的相位差变为零，各缝隙达到同相激励。
为了能在长度一定的波导壁上刻蚀更多的缝隙单元以提高阵列天线的方向性，同时也为了避免相邻缝隙间距dg而导致出现栅瓣的情况，相邻缝隙的间距大小一般取为g2。
波导短
路端与最近的缝隙的距离一般取g4的奇数倍，从而使波导内形成驻波型电磁波。
谐振式缝隙阵是侧射阵，最大辐射方向指向阵面的法线方向。
当工作频率偏离谐振频率时，缝隙间距将不再是g「2或g时，从而不能保证各缝隙是同相激
励，产生的相位差引起主瓣最大辐射向相位滞后的方向倾斜。
更为糟糕的是，阻
抗匹配也会发生较为严重变化，整个天线的性能大幅下降，由此可见其受工作频率的影响比较大，故谐振式缝隙阵是窄带的。
4.1.2非谐振式缝隙阵
非谐振式缝隙阵列的缝隙间距大于g「2或小于g「2即dg「2。
这种天线的终端需要接一个匹配负载，从而使波导传播处于行波状态，刻蚀的缝隙由行波作激励，这样天线便可以在较宽的频带范围内保持良好的匹配。
由于缝隙间距不等于g'
2，各缝隙单元不同相，具有线性相位差。
方向图的主瓣偏向激励或负载端，最大辐射方向与波导阵面法线的夹角为:
arcsin
（4-1）
2d
o2dg为相邻缝隙的激励相位差，为缝隙的位置产生的附加相位
差，d为相邻缝隙的间距。
非谐振式缝隙阵列的优点是频带较宽，然而效率较低，匹配负载的吸收功率通常为总输入功率的5%〜10%。
4.2波导缝隙阵的设计方法
前文阐述了缝隙特性，对于波导缝隙阵的设计，缝隙的偏置，谐振电导以及谐振长度，对天线来说都是很重要的参量。
天线阵的设计，通常用到下面一些指标：
旁瓣电平、波束宽度、输入驻波比等等。
波导缝隙阵的设计也须考虑满足设计要求。
口径场的分布可由对副瓣电平、波束宽度进行综合的方法确定。
缝隙位置由阵元间隔以及是否出现栅瓣的关系来控制。
毗邻的缝隙间距应比一个波导波长小，以避免栅瓣的产生。
对一个波导谐振缝隙阵，要求口径照度在整个口径上是同相位的。
为满足抑制栅瓣和得到同相辐射，缝隙之间的间距在同一波导上的谐振阵上，应等于沿波导中心线具有半个波导波长。
对非谐振缝隙波导阵的阵元间距应比谐振阵的稍大或稍小。
谐振电导或者谐振电阻由已定的口径照度来确定。
为得到最佳带宽特性，不
论是谐振的或者是非谐振的天线阵，缝隙都应设计在中心频率上谐振。
4.2.1泰勒综合
由切比雪夫综合法［15］得到的切比雪夫阵列的方向图是最佳的，即在相同阵列长度情况下对给定的副瓣电平，其主瓣宽度是最窄的，或对给定的主瓣零点宽度，其所得的副瓣电平是最
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