LDO稳压器工作原理详细分析文档格式.doc

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参考电压由IC内部的带隙参考源（BandgapReference）产生。

误差放大器总是试图迫使其两端输入相等。

为此，它提供负载电流以保证输出电压稳定：

Vout=Vref（1+R1/R2） 

（4）

性能比较（PerformanceComparison）

NPN，LDO和准LDO在电性能参数上的最大区别是：

跌落电压（Dropout 

Voltage）和地脚电流（GroundPinCurrent）。

跌落电压前文已经论述。

为了便于分析，我们定义地脚电流为Ignd（参见图4），并忽略了IC到地的小偏置电流。

那么，Ignd等于负载电流IL除以导通管的增益。

NPN稳压器中，达林顿管的增益很高（HighGain），所以它只需很小的电流来驱动负载电流IL。

这样它的地脚电流Ignd也会很低，一般只有几个mA。

准LDO也有较好的性能，如国半（NS）的LM1085能够输出3A的电流却只有10mA的地脚电流。

然而，LDO的地脚电流会比较高。

在满载时，PNP管的β值一般是15～20。

也就是说LDO的地脚电流一般达到负载电流的7%。

NPN稳压器的最大好处就是无条件的稳定，大多数器件不需额外的外部电容。

LDO在输出端最少需要一个外部电容以减少回路带宽（LoopBandwidth）及提供一些正相位转移（PositivePhaseShift）补偿。

准LDO一般也需要有输出电容，但容值要小于LDO的并且电容的ESR局限也要少些。

反馈及回路稳定性（FeedbackandLoopStability）

所有稳压器都使用反馈回路（FeedbackLoop）以保持输出电压的稳定。

反馈信号在通过回路后都会在增益和相位上有所改变，通过在单位增益（UnityGain，0dB）频率下的相位偏移总量来确定回路的稳定性。

波特图（BodePlots）

波特图（BodePlots）可用来确认回路的稳定性，回路的增益（LoopGain，单位：

dB）是频率（Frequency）的函数（图5：

典型的波特图）。

回路增益及其相关内容在下节介绍。

回路增益可以用网络分析仪（Network 

Analyzer）测量。

网络分析仪向反馈回路（Feedback 

Path）注入低电平的正弦波（Sine 

Wave），随着直流电压（DC）的不断升高，这些正弦波信号完成扫频，直到增益下降到0dB。

然后测量增益的响应（GainResponse）。

波特图是很方便的工具，它包含判断闭环系统（Closed-loopSystem）稳定性的所有必要信息。

包括下面几个关键参数：

环路增益（Loop 

Gain），相位裕度（PhaseMargin）和零点（Zeros）、极点（Poles）。

回路增益（LOOPGAIN）

闭环系统（Closed-loopSystem）有个特性称为回路增益（LoopGain）。

在稳压电路中，回路增益定义为反馈信号（FeedbackSignal）通过整个回路后的电压增益（VoltageGain）。

为了更好的解释这个概念，LDO的结构框图（图2）作如下修改（图6：

回路增益的测量方法）。

变压器（Transformer）用来将交流信号（ACSignal）注入（Inject）到“A”、“‘B”点间的反馈回路。

借助这个变压器，用小信号正弦波（Small-signalSineWave）来“调制”（modulate）反馈信号。

可以测量出A、B两点间的交流电压（ACVoltage），然后计算回路增益。

回路增益定义为两点电压的比（Ratio）：

LoopGain＝Va/Vb 

（5）

需要注意，从Vb点开始传输的信号，通过回路（Loop）时会出现相位偏移（PhaseShift），最终到达Va点。

相位偏移（PhaseShift）的多少决定了回路的稳定程度（Stability）。

反馈（FEEDBACK）

如前所述，所有的稳压器都采用反馈（Feedback）以使输出电压稳定。

输出电压是通过电阻分压器进行采样的（图6），并且该分压信号反馈到误差放大器的一个输入端，误差放大器的另一个输入端接参考电压，误差放大器将会调整输出到导通管（PassTransistor）的输出电流以保持直流电压（DCValtage）的稳定输出。

为了达到稳定的回路就必须使用负反馈（NegativeFeedback）。

负反馈，有时亦称为改变极性的反馈（degenerativefeedback），与源信号的极性相反（图7：

反馈信号的相位示意图）。

负反馈与源（Source）的极性相反，它总会阻止输出的任何变化。

也就是说，如果输出电压想要变高（或变低），负反馈回路总会阻止，强制其回到正常值。

正反馈（PositiveFeedback）是指当反馈信号与源信号有相同的极性时就发生的反馈。

此时，回路响应会与发生变化的方向一致。

显而易见不能达到输出的稳定，不能消除输出电压的改变，反而将变化趋势扩大了。

当然，不会有人在线性稳压器件中使用正反馈。

但是如果出现180°

的相移，负反馈就成为正反馈了。

相位偏移（PHASESHIFT）

相位偏移就是反馈信号经过整个回路后出现的相位改变（PhaseChange）的总和（相对起始点）。

相位偏移，单位用度（Degrees）表示，通常使用网络分析仪（networkanalyzer）测量。

理想的负反馈信号与源信号相位差180°

（如图8：

相位偏移示意图），因此它的起始点在－180°

。

在图7中可以看到这180°

的偏置，也就是波型差半周。

可以看到，从－180°

开始，增加180°

的相移，信号相位回到零度，就会使反馈信号与源信号的相位相同，从而使回路不稳定。

相位裕度（PHASEMARGIN）

相位裕度（PhaseMargin，单位：

度），定义为频率的回路增益等0dB（单位增益，UnityGain）时，反馈信号总的相位偏移与－180°

的差。

一个稳定的回路一般需要20°

的相位裕度。

相位偏移和相位裕度可以通过波特图中的零、极点计算获得。

极点（POLES）

极点（Pole）定义为增益曲线（Gaincurve）中斜度（Slope）为－20dB/十倍频程的点（图9：

波特图中的极点）。

每添加一个极点，斜度增加20dB/十倍频程。

增加n个极点，n×

（－20dB/十倍频程）。

每个极点表示的相位偏移都与频率相关，相移从0到－90°

（增加极点就增加相移）。

最重要的一点是几乎所有由极点（或零点）引起的相移都是在十倍频程范围内。

注意：

一个极点只能增加－90°

的相移，所以最少需要两个极点来到达－180°

（不稳定点）。

零点（ZEROS）

零点（Zero）定义为在增益曲线中斜度为＋20dB/十倍频程的点（如图10：

波特图中的零点）。

零点产生的相移为0到＋90°

，在曲线上有＋45°

角的转变。

必须清楚零点就是“反极点”（Anti-pole），它在增益和相位上的效果与极点恰恰相反。

这也就是为什么要在LDO稳压器的回路中添加零点的原因，零点可以抵消极点。

波特图分析

用包含三个极点和一个零点的波特图（图11：

波特图）来分析增益和相位裕度。

假设直流增益（DCgain）为80dB，第一个极点（pole）发生在100Hz处。

在此频率，增益曲线的斜度变为－20dB/十倍频程。

1kHz处的零点使斜度变为0dB/十倍频程，到10kHz处斜度又变成－20dB/十倍频程。

在100kHz处的第三个也是最后一个极点将斜度最终变为－40dB/十倍频程。

图11中可看到单位增益点（UnityGainCrossover，0dB）的交点频率（CrossoverFrequency）是1MHz。

0dB频率有时也称为回路带宽（LoopBandwidth）。

相位偏移图表示了零、极点的不同分布对反馈信号的影响。

为了产生这个图，就要根据分布的零点、极点计算相移的总和。

在任意频率（f）上的极点相移，可以通过下式计算获得：

极点相移＝-arctan（f/fp） 

（6）

在任意频率（f）上的零点相移，可以通过下式计算获得：

零点相移＝-arctan（f/fz） 

（7）

此回路稳定吗？

为了回答这个问题，我们根本无需复杂的计算，只需要知道0dB时的相移（此例中是1MHz）。

前两个极点和第一个零点分布使相位从-180°

变到+90°

，最终导致网络相位转变到-90°

最后一个极点在十倍频程中出现了0dB点。

代入零点相移公式，可以计算出该极点产生了－84°

的相移（在1MHz时）。

加上原来的-90°

相移，全部的相移是-174°

（也就是说相位裕度是6°

）。

由此得出结论，该回路不能保持稳定，可能会引起振荡。

NPN稳压器补偿

NPN稳压器的导通管（见图1）的连接方式是共集电极的方式。

所有共集电极电路的一个重要特性就是低输出阻抗，意味着电源范围内的极点出现在回路增益曲线的高频部分。

由于NPN稳压器没有固有的低频极点，所以它使用了一种称为主极点补偿（dominantpolecompensation）的技术。

方法是，在稳压器的内部集成了一个电容，该电容在环路增益的低频端添加了一个极点（图12：

NPN稳压器的波特图）。

NPN稳压器的主极点（Dominant 

Pole），用P1点表示，一般设置在100Hz处。

100Hz处的极点将增益减小为－20dB/十倍频程直到3MHz处的第二个极点（P2）。

在P2处，增益曲线的斜率又增加了－20dB/十倍频程。

P2点的频率主要取决于NPN功率管及相关驱动电路，因此有时也称此点为功率极点（Ppowerpole）。

另外，P2点在回路增益为－10dB处出现，也就表示了单位增益（0dB）频率处（1MHz）的相位偏移会很小。

为了确定稳定性，只需要计算0dB频率处的相位裕度。

第一个极点（P1）会产生－90°

的相位偏移，但是第二个极点（P2）只增加了－18°

的相位偏移（1MHz处）。

也就是说0dB点处的相位偏移为－108°

，相位裕度为72°

，表明回路非常稳定。

需要两个极点才有可能使回路要达到－180°

的相位偏移（不稳定点），而极点P2又处于高频，它在0dB处的相位偏移就很小了。

LDO稳压器的补偿

LDO稳压器中的PNP导通管的接法为共射方式（commonemitter）。

它相对共集电极方式有更高的输出阻抗。

由于负载阻抗和输出容抗的影响在低频程处会出现低频极点（low－frequencypole）。

此极点，又称负载极点（loadpole），用Pl表示。

负载极点的频率由下式计算获得：

F（Pl）＝1/（2π×

Rload×

Cout） 

（8）

从此式可知，LDO不能通过简单的添加主极点的方式实现补偿。

为什么?

先假设一个5V/50mA的LDO稳压器有下面的条件,在最大负载电流时，负载极点（Pl）出现的频率为：

Pl＝1/（2π×

Cout）＝1/（2π×

100×

10-5）＝160Hz

（9）

假设内部的补偿在1kHz处添加了一个极点。

由于PNP功率管和驱动电路的存在，在500kHz处会出现一个功率极点（Ppwr）。

假设直流增益为80dB。

在最大输出电流时的负载阻值为RL＝100Ω，输出电容为Cout＝10uF。

使用上述条件可以画出相应的波特图（如图13：

未补偿的LDO增益波特图）。

可以看出回路是不稳定的。

极点PL和P1每个都会产生－90°

的相移。

在0dB处（此例为40kHz），相移达到了－180°

为了减少负相移（阻止振荡），在回路中必须要添加一个零点。

一个零点可以产生＋90°

的相移，它会抵消两个低频极点的部分影响。

因此，几乎所有的LDO都需要在回路中添加这个零点。

该零点一般是通过输出电容的等效串联电阻（ESR）获得的。

使用ESR补偿LDO

等效串联电阻（ESR）是电容的一个基本特性。

可以将电容表示为电阻与电容的串联等效电路（图14：

电容器的等效电路图）。

输出电容的ESR在回路增益中产生一个零点，可以用来减少负相移。

零点处的频率值（Fzero）与ESR和输出电容值密切相关：

Fzero＝1/（2π×

Cout×

ESR） 

（10）

再看上一节的例子（图13），假设输出电容值Cout＝10uF，输出电容的ESR＝1Ω。

则零点发生在16kHz。

图15的波特图显示了添加此零点如何使不稳定的系统恢复稳定。

回路的带宽增加了，单位增益（0dB）的交点频率从30kHz移到了100kHz。

到100kHz处该零点总共增加了＋81°

相移（PositivePhaseShift）。

也就是减少了极点PL和P1造成的负相移（NegativePhaseShift）。

极点Ppwr处在500kHz，在100kHz处它仅增加了－11°

累加所有的零、极点，0dB处的总相移为－110°

也就是有＋70°

的相位裕度，系统非常稳定。

这就解释了选择合适ESR值的输出电容可以产生零点来稳定LDO系统。

ESR和稳定性

通常所有的LDO都会要求其输出电容的ESR值在某一特定范围内，以保证输出的稳定性。

LDO制造商会提供一系列由输出电容ESR和负载电流（LoadCurrent）组成的定义稳定范围的曲线（图16：

典型LDO的ESR稳定范围曲线），作为选择电容时的参考。

要解释为什么有这些范围的存在，我们使用前面提到的例子来说明ESR的高低对相位裕度的影响。

高ESR

同样使用上一节提到的例子，我们假设10uF输出电容的ESR增加到20Ω。

这将使零点的频率降低到800Hz（图17：

高ESR引起回路振荡的波特图）。

降低零点的频率会使回路的带宽增加，它的单位增益（0Db）的交点频率从100kHz提高到2MHz。

带宽的增加意味着极点Ppwr会出现在带宽内（对比图15）。

分析图17波特图中曲线的相位裕度，发现如果同时拿掉该零点和P1或PL中的一个极点，对曲线的形状影响很小。

也就是说该回路受到－90°

相移的低频极点和发生－76°

相移的高频极点Ppwr共同影响。

尽管有14°

的相位裕度，系统可能会稳定。

但很多经验测试数据显示，当ESR＞10Ω时，由于其它的高频极点的分布（在此简单模型中未表示）很可能会引入不稳定性。

低ESR

选择具有很低的ESR的输出电容，由于一些不同的原因也会产生振荡。

继续沿用上一节的例子，假定10uF输出电容的ESR只有50mΩ，则零点的频率会变到320kHz（图18：

低ESR引起回路振荡的波特图）。

不用计算就知道系统是不稳定的。

两个极点P1和PL在0dB处共产生了－180°

如果要系统稳定，则零点应该在0dB点之前补偿正相移。

然而，零点在320kHz处，已经在系统带宽之外了，所以无法起到补偿作用。

输出电容的选择

综上，输出电容是用来补偿LDO稳压器的，所以选择时必须谨慎。

基本上所有的LDO应用中引起的振荡都是由于输出电容的ESR过高或过低。

LDO的输出电容，通常钽电容是最好的选择（除了一些专门设计使用陶瓷电容的LDO，例如：

LP2985）。

测试一个AVX的4.7uF钽电容可知它在25℃时ESR为1.3Ω，该值处在稳定范围的中心（图16）。

另一点非常重要，AVX电容的ESR在－40℃到＋125℃温度范围内的变化小于2:

1。

铝电解电容在低温时的ESR会变大很多，所以不适合作LDO的输出电容。

必须注意大的陶瓷电容（≥1uF）通常会用很低的ESR（＜20mΩ），这几乎会使所有的LDO稳压器产生振荡（除了LP2985）。

如果使用陶瓷电容就要串联电阻以增加ESR。

大的陶瓷电容的温度特性很差（通常是Z5U型），也就是说在工作范围内的温度的上升和下降会使容值成倍的变化，所以不推荐使用。

准LDO补偿

准LDO（图3）的稳定性和补偿，应考虑它兼有LDO和NPN稳压器的特性。

因为准LDO稳压器利用NPN导通管，它的共集电极组合也就使它的输出极（射极）看上去有相对低的阻抗。

然而，由于NPN的基极是由高阻抗PNP电流源驱动的，所以准LDO的输出阻抗不会达到使用NPN达林顿管的NPN稳压器的输出阻抗那样低，当然它比真正的LDO的输出阻抗要低。

也就是说准LDO的功率极点的频率比NPN稳压器的低，因此准LDO也需要一些补偿以达到稳定。

当然了这个功率极点的频率要比LDO的频率高很多，因此准LDO只需要很小的电容，而且对ESR的要求也不很苛刻。

例如，准LDOLM1085可以输出高达3A的负载电流，却只需10uF的输出钽电容来维持稳定性。

准LDO制造商未必提供ESR范围的曲线图，所以准LDO对电容的ESR要求很宽松。

低ESR的LDO

国半（NS）的两款LCO，LP2985和LP2989，要求输出电容贴装象陶瓷电容一样超低ESR。

这种电容的ESR可以低到5～10mΩ。

然而这样小的ESR会使典型的LDO稳压器引起振荡（图18）。

为什么LP2985在如此低ESR的电容下仍能够稳定工作？

国半在IC内部放置了钽输出电容来补偿零点。

这样做是为了将可稳定的ESR的上限范围下降。

LP2985的ESR稳定范围是3Ω到500MΩ，因此它可以使用陶瓷电容。

未在内部添加零点的典型LDO的可稳定的ESR的范围一般为100mΩ-5Ω，只适合使用钽电容并不适合使用陶瓷电容。

要弄清ESR取之范围上限下降的原因，请参考图15。

上文提到，此LDO的零点已被集成在IC内部。

因此外部电容产生的零点必须处在足够高的频率，这样就不能使带宽很宽。

否则，高频极点会产生很大的相移从而导致振荡。

使用场效益管（FET）作为导通管LDO的优点

LDO稳压器可以使用P-FET（P沟道场效应管）作为导通管（图19：

P沟道场效应管LDO内部结构框图）。

为了阐述使用Pl-FETLDO的好处，在PNPLDO（图2）中要驱动PNP功率管就需要基极电流。

基极电流由地脚（groundpin）流出并反馈回反相输入电压端。

因此，这些基极驱动电流并未用来驱动负载。

它在LDO稳压器中耗损的功耗由下式计算：

PWR（BaseDrive）＝Vin×

Ibase 

（11）

需要驱动PNP管的基极电流等于负载电流除以β值（PNP管的增益）。

在一些PNPLDO稳压器中β值一般为15～20（与负载电流相关）。

此基极驱动电流产生的功耗可不是我们期望的（尤其是在电池供电的低功耗应用中）。

P沟道场效应管（P-FET）的栅极驱动电流极小，较好地解决这个问题。

P-FETLDO稳压器的另一个优点，是通过调整场效应管（FET）的导通阻抗（ON-resistance）可以使稳压器的跌落电压更低。

对于集成的稳压器而言，在单位面积上制造的场效应功率管（FETpowertransistors）的导通阻抗会比双极型开关管（BipolarONPDevices）的导通阻抗低。

这就可以在更小封装（Packages）下输出更大的电流。