功率MOSFET管驱动变压器设计Word下载.docx
《功率MOSFET管驱动变压器设计Word下载.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《功率MOSFET管驱动变压器设计Word下载.docx（9页珍藏版）》请在冰点文库上搜索。
开关电源最常用N沟道增强型MOSFET管[3]，部电容分别为：
栅-源极间电容Cgs，栅-漏极间电容Cgd，漏-源极间电容Cds，如图1[1,3]。
与漏-源短路条件下小信号输入电容Ciss的关系：
Ciss=Cgs+Cgd
（1）
与栅-源短路条件下小信号输出电容Coss的关系：
Coss=Cds+Cgd
（2）
与小信号反向转换电容（反馈电容）Crss的关系：
Crss=Cgd（3）
驱动电路的任务就是针对MOSFET管开通、关断过程中的寄生电容进行充放电。
需要说明的是，部电容并非常数，会随着开通、关断过程中极间电压的变化而变化，使得开通、关断的动态过程比较复杂[3]，但是，对于栅极驱动，主要考虑上升、下降时间（短于整个动态过程时间）的驱动波形，可以把Ciss看做常数进行分析。
2.2MOSFET管变压器驱动栅极电路
图2为变压器驱动栅极电路，是驱动电路的最后部分。
变压器T1提供驱动信号，经由保护二极管D1、栅极串联电阻R1向栅极输入电容Ciss充电，当栅-源极间电压Vgs大于门限开启电压VTh，MOSFET管导通，进而进入饱和区，完成开通过程；
当变压器驱动信号低电平时，三极管Q1导通，栅极电容的电荷迅速通过R1，Q1构成的闭合回路释放，达到快速关断的目的。
电阻R3防止栅极开路，稳压管D2限制信号幅度不能超过栅-源击穿电压，起到保护作用。
3变压器设计与试验
为了简化计算，将变压器视为方波脉冲电压源，MOSFET管开通过程的等效电路如图3。
开通过程就是零状态响应过程，三要素[4,5]：
初始值uciss（0）=0（4）
由于R3>
>
R1，稳态值；
（5）
式中，U1—变压器输出电压，V
时间常数τ=（R1//R2）×
Ciss≈R1Ciss；
（6）
暂态过程：
栅极电压：
（7）
栅极电流：
（8）
栅极电阻R3电流：
i1（t）≈0（9）
栅极串联电阻R1电流：
（10）
电路瞬时功率：
（11）
上升时间：
tr=2.2τ=2.2R1Ciss（12）
忽略三极管Q1饱和导通管压降0.2V，MOSFET管关断过程的等效电路如图4。
关断过程即可看作零输入响应过程，栅极电压U1，主要元件依然是R1，Ciss（由于R3>
R1,忽略电阻R3），基本是开通的逆过程，因此，变压器输出电流有效值[4]：
（13）
式中，I—变压器输出电流有效值，A；
f—驱动信号频率，Hz
变压器功率：
（14）
通过分析，由式（12）可知，减少上升时间tr的办法是减少R1，但式（13）（14）表明，代价是增大了输出电流有效值和变压器功率；
提高频率和驱动电压将导致电流有效值和变压器功率增加。
线路分布参数包括变压器漏感，阻r，以及导线引起的寄生电感等，随着工作频率提高，分布参数影响逐渐明显。
相对于阻r，分布电感对动特性影响更为显著，考虑变压器漏感和线路杂散电感Ls后MOSFET管开通过程的等效电路如图5（忽略电阻R3）。
系统时域方程：
（15）
传递函数：
（16）
特征方程：
LsCiss·
S 2+R1Ciss·
s+1=0（17）
特征方程根：
（极点）（18）
由式（18），对于阶跃输入[5]
1）
时，系统临界振荡。
此时，
（19）
2）
时，系统振荡收敛。
（20）
此时，自然频率（无阻尼震荡频率）：
（21）
阻尼比：
（22）
阻尼角：
（23）
（24）
3）
时，系统不振荡。
（25）
理想情况下，Ls=0，系统即退化成图3所示的一阶系统。
试验：
要求设计驱动变压器，变比1:
1，驱动电压12V，开关频率30kHz，MOSFET管型号IXTK15P，参数：
trr=150ns；
Ciss=7000pF；
Qg=240nC，3只并联使用，此时，Ciss=21000pF。
栅极电路如图2。
电路开通动态分析：
由式（6），时间常数τ≈R1Ciss=10×
21000×
10-12=2.1×
10-7s；
由式（7），栅极电压：
由式（10），栅极串联电阻R1电流：
由式（11），电路瞬时功率：
由式（12），上升时间：
tr=2.2τ=4.62×
10-7s
开通瞬态过程（0~1μs）仿真结果如图6：
驱动变压器设计参数：
由式（13），变压器输出电流有效值：
由式（14），变压器功率：
P=I·
U1=0.095×
12=1.14W
由式（19），系统临界振荡的变压器漏感：
Ls=0.25CissR12=0.25×
10-12×
102=5.25×
10-7H=0.525μH
为了说明变压器漏感和线路杂散电感Ls对驱动的动态过程的影响，针对本设计，根据式（21）-（24），对不同Ls值进行开通过程（0~5μs）仿真，结果如图7。
当变压器漏感以及分布电感Ls超过临界值（如0.525μH）时，系统振荡。
如果Ls过大（如4μH），一方面会使得上升时间延迟，另一方面，栅-源极间电压超调量过大，可能将会引起MOSFET管开通过程不稳定，甚至危及管子安全。
因此，期望Ls小些好，所以，尽量减少变压器漏感和引线长度。
驱动变压器功率、电流都很小，在工程设计中，考虑留下余量，应该取大一些磁芯，这样做的另一个好处是，减少了变压器匝数，减少漏感量。
为了进一步减少漏感，初、次级绕组导线并行绕制。
此外，考虑到初次级会产生很高的电位差，应保证初次级绕组导线足够的绝缘强度。
设计的驱动变压器：
磁芯PC44EPC13，初级匝数26，次级匝数26，磁感应强度0.25T，漏感0.55μH，外形尺寸20.4×
13.3×
7。
实验表明，驱动变压器工作稳定可靠，损耗低，驱动波形上升沿、下降沿陡峭，无过冲现象，与仿真结果接近，满足设计要求。
驱动变压器输出驱动波形如图8。
4结论
1）驱动电路的任务就是针对MOSFET管开通、关断过程中的寄生电容进行充放电。
驱动变压器是常用的磁耦元件，起到传输驱动信号和功率的作用；
2）为了加速开通，减少损耗，对驱动电路的基本要阻要小，但代价是增大了驱动变压器输出电流和功率；
3）驱动变压器输出电流和功率还与开关频率和驱动电压有关，并随着频率提高或电压提高而增大。
4）为了驱动过程快速、稳定、安全可靠，抑制高频振荡，尽量减少变压器漏感和引线长度。
参考文献
[1]
占松开关电源的原理与设计[M].,电子工业.2004:
82,84
[2]丁道宏电力电子技术[M].,航空工业.1999:
280
[3]
MuhammadH.Rashid电力电子技术手册[M].,机械工业.2004:
70
[4]曾煌电工学[M].,高等教育.2002:
177,183,197
[5]寿忪自动控制原理[M].,科学.2001:
80,83
升级会员 