功率MOSFET管驱动变压器设计.docx

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功率MOSFET管驱动变压器设计

功率MOSFET管驱动变压器设计

　　[导读]摘要：

对具有驱动变压器的功率MOSFET管驱动电路的动态过程进行了分析，推导了驱动变压器设计参数的计算方法，定量分析了变压器漏感和电路杂散电感对开通过程的影响，并通过仿真和试验证了这套计

　　算方法的正确性。

　　1引言

　　作为开关电源的开关器件，功率MOSFET管具有开关速度快、工作频率高的特点，适用于高频开关电路。

此外，在并联使用时，于MOSFET管具有正温度系数，可以自动均流，无需均流电路，方便扩流，这也是目前其他功率开关器件不可替代的优点[1]。

　　为了加速开通，减少损耗，对MOSFET管的驱动电路的基本要求是内阻要小，驱动电压尽量高；为了加速关断，应给输入电容提供低阻放电通道；为了抑制高频振荡，栅极引线尽量短，减少线路分布参数；为了防止静电感应导致栅极电压上升引起误导通，栅极不允许开路，大功率MOSFET管截止时，栅极最好施加负电压[2]。

　　MOSFET管的驱动电路有多种形式，可以用TTL电平直接驱动，但更多采用隔离驱动，在驱动信号输出端与MOSFET管栅极之间用光耦或磁耦实现与主电路电隔离。

　　驱动变压器是常用的磁耦元件，起到传输驱动信号和功率的作用。

设计合理的驱动变压器，不仅可以提高MOSFET管开关性能，而且体积小、重量轻，成本低。

　　2MOSFET管内部电容与变压器驱动栅极电路内部电容

　　MOSFET管内部电容，也称极间电容，是栅极、源极、漏极之间的寄生电容。

开关电源最常用N沟道增强型MOSFET管[3]，内部电容分别为：

栅-源极间电容Cgs，栅-漏极间电容Cgd，漏-源极间电容Cds，如图1[1,3]。

　　与漏-源短路条件下小信号输入电容Ciss的关系：

C

　　i

　　s

　　s

　　=C

　　gs

　　+C

　　gd

（1）

　　与栅-源短路条件下小信号输出电容Coss的关系：

C

　　o

　　s

　　s

　　=C

　　ds

　　+C

　　gd

（2）

　　与小信号反向转换电容Crss的关系：

C

　　r

　　s

　　s

　　=C

　　gd

　　（3）

　　驱动电路的任务就是针对MOSFET管开通、关断过程中的寄生电容进行充放电。

需要说明的是，内部电容并非常数，会随着开通、关断过程中极间电压的变化而变化，使得开通、关断的动态过程比较复杂[3]，但是，对于栅极驱动，主要考虑上升、下降时间内的驱动波形，可以把Ciss看做常数进行分析。

　　MOSFET管变压器驱动栅极电路

　　图2为变压器驱动栅极电路，是驱动电路的最后部分。

变压器T1提供驱动信号，经保护二极管D1、栅极串联电阻R1向栅极输入电容Ciss充电，当栅-源极间电压Vgs大于门限开启电压VTh，MOSFET管导通，进而进入饱和区，完成开通过程；当变压器驱动信号低电平时，三极管Q1导通，栅极电容的电荷迅速通过R1，Q1构成的闭合回路释放，达到快速关断的目的。

电阻R3防止栅极开路，稳压管D2限制信号幅度不能超过栅-源击穿电压，起到保护作用。

　　3变压器设计与试验

　　为了简化计算，将变压器视为方波脉冲电压源，MOSFET管开通过程的等效电路如图3。

　　开通过程就是零状态响应过程，三要素[4,5]：

初

　　始于

　　值R

　　3

　　u>

　　ciss

　　（。

　　0稳

　　）态

　　=值

　　0；

　　（（

　　45

　　））

　　>R

　　1

　　式中，U1—变压器输出电压，V时间常数τ暂态过程：

栅极电压：

　　=（R

　　1

　　//R

　　2

　　）×C

　　iss

　　≈R

　　1

　　C

　　iss

　　；（6）

　　（7）

　　栅极电流：

R3

　　（8）

　　栅极电阻电流：

i1（t）≈0（9）

　　栅极串联电阻R1电流：

（10）

　　电路瞬时功率：

　　上升时间：

tr=τ

　　（

　　1

　　1C

　　i

　　s

　　s

　　1）

　　=（12）

　　忽略三极管Q1饱和导通管压降，MOSFET管关断过程的等效电路如图4。

　　关断过程即可看作零输入响应过程，栅极电压U1，主要元件依然是R1，Ciss

　　基本是开通的逆过程，因此，变压器输出电流有效值[4]：

　　（13）

　　式中，I—变压器输出电流有效值，A；f—驱动信号频率，Hz

　　变压器功率：

（14）

　　通过分析，式（12）可知，减少上升时间tr的办法是减少R1，但式（13）（14）表明，代价是增大了输出电流有效值和变压器功率；提高频率和驱动电压将导致电流有效值和变压器功率增加。

　　线路分布参数包括变压器漏感，内阻r，以及导线引起的寄生电感等，随着工作频率提高，分布参数影响逐渐明显。

相对于内阻r，分布电感对动特性影响更为显著，考虑变压器漏感和线路杂散电感Ls后MOSFET管开通过程的等效电路如图5。

　　系统时域方程：

　　（15）

　　传递函数：

（16）

　　特征方程：

LsCiss·S2+R1Ciss·s+1=0（17）

　　特征方程根：

式（18），对于阶跃输入[5]

　　（18）

　　1）时，系统临界振荡。

此时。

　　（19）

　　2）时，系统振荡收敛。

此时。

　　（20）

　　此时，自然频率：

　　（21）

　　阻尼比：

　　（22）

　　阻尼角：

　　（23）

　　（24）

　　3）时，系统不振荡。

此时，　　（25）

　　理想情况下，Ls=0，系统即退化成图3所示的一阶系统。

　　试验：

要求设计驱动变压器，变比1:

1，驱动电压12V，开关频率30kHz，MOSFET管型号IXTK15P，参数：

trr=150ns；Ciss=7000pF；Qg=240nC，3只并联使用，此时，Ciss=21000pF。

栅极电路如图2。

　　电路开通动态分析：

　　式（6），时间常数τ≈R1Ciss=10×21000×10=×10s；式（7），栅极电压：

　　-12

　　-7

　　式（10），栅极串联电阻R1电流：

　　式（11），电路瞬时功率：

　　式（12），上升时间：

tr=τ=×10-7s开通瞬态过程（0~1μs）仿真结果如图6：

　　驱动变压器设计参数：

　　式（13），变压器输出电流有效值：

式（14），变压器功率：

P=I·U1=×12=

　　式（19），系统临界振荡的变压器漏感：

　　Ls==×21000×10-12×102=×10-7H=μH

　　为了说明变压器漏感和线路杂散电感Ls对驱动的动态过程的影响，针对本设计，根据式（21）-（24），对不同Ls值进行开通过程（0~5μs）仿真，结果如图7。

　　当变压器漏感以及分布电感Ls超过临界值时，系统振荡。

如果Ls过大，一方面会使得上升时间延迟，另一方面，栅-源极间电压超调量过大，可能将会引起MOSFET管开通过程不稳定，甚至危及管子安全。

因此，期望Ls小些好，所以，尽量减少变压器漏感和引线长度。

　　驱动变压器功率、电流都很小，在工程设计中，考虑留下余量，应该取大一些磁芯，这样做的另一个好处是，减少了变压器匝数，减少漏感量。

为了进一步减少漏感，初、次级绕组导线并行绕制。

此外，考虑到初次级会产生很高的电位差，应保证初次级绕组导线足够的绝缘强度。

　　设计的驱动变压器：

磁芯PC44EPC13，初级匝数26，次级匝数26，磁感应强度，漏感μH，外形尺寸××7。

　　实验表明，驱动变压器工作稳定可靠，损耗低，驱动波形上升沿、下降沿陡峭，无过冲现象，与仿真结果接近，满足设计要求。

驱动变压器输出驱动波形如图8。

　　4结论

　　1）驱动电路的任务就是针对MOSFET管开通、关断过程中的寄生电容进行充放电。

驱动变压器是常用的磁耦元件，起到传输驱动信号和功率的作用；

　　2）为了加速开通，减少损耗，对驱动电路的基本要求是内阻要小，但代价是增大了驱动变压器输出电流和功率；

　　3）驱动变压器输出电流和功率还与开关频率和驱动电压有关，并随着频率提高或电压提高而增大。

　　4）为了驱动过程快速、稳定、安全可靠，抑制高频振荡，尽量减少变压器漏感和引线长度。

　　[导读]摘要：

对具有驱动变压器的功率MOSFET管驱动电路的动态过程进行了分析，推导了驱动变压器设计参数的计算方法，定量分析了变压器漏感和电路杂散电感对开通过程的影响，并通过仿真和试验证了这套计

　　算方法的正确性。

　　1引言

　　作为开关电源的开关器件，功率MOSFET管具有开关速度快、工作频率高的特点，适用于高频开关电路。

此外，在并联使用时，于MOSFET管具有正温度系数，可以自动均流，无需均流电路，方便扩流，这也是目前其他功率开关器件不可替代的优点[1]。

　　为了加速开通，减少损耗，对MOSFET管的驱动电路的基本要求是内阻要小，驱动电压尽量高；为了加速关断，应给输入电容提供低阻放电通道；为了抑制高频振荡，栅极引线尽量短，减少线路分布参数；为了防止静电感应导致栅极电压上升引起误导通，栅极不允许开路，大功率MOSFET管截止时，栅极最好施加负电压[2]。

　　MOSFET管的驱动电路有多种形式，可以用TTL电平直接驱动，但更多采用隔离驱动，在驱动信号输出端与MOSFET管栅极之间用光耦或磁耦实现与主电路电隔离。

　　驱动变压器是常用的磁耦元件，起到传输驱动信号和功率的作用。

设计合理的驱动变压器，不仅可以提高MOSFET管开关性能，而且体积小、重量轻，成本低。

　　2MOSFET管内部电容与变压器驱动栅极电路内部电容

　　MOSFET管内部电容，也称极间电容，是栅极、源极、漏极之间的寄生电容。

开关电源最常用N沟道增强型MOSFET管[3]，内部电容分别为：

栅-源极间电容Cgs，栅-漏极间电容Cgd，漏-源极间电容Cds，如图1[1,3]。

　　与漏-源短路条件下小信号输入电容Ciss的关系：

C

　　i

　　s

　　s

　　=C

　　gs

　　+C

　　gd

（1）

　　与栅-源短路条件下小信号输出电容Coss的关系：

C

　　o

　　s

　　s

　　=C

　　ds

　　+C

　　gd

（2）

　　与小信号反向转换电容Crss的关系：

C

　　r

　　s

　　s

　　=C

　　gd

　　（3）

　　驱动电路的任务就是针对MOSFET管开通、关断过程中的寄生电容进行充放电。

需要说明的是，内部电容并非常数，会随着开通、关断过程中极间电压的变化而变化，使得开通、关断的动态过程比较复杂[3]，但是，对于栅极驱动，主要考虑上升、下降时间内的驱动波形，可以把Ciss看做常数进行分析。

　　MOSFET管变压器驱动栅极电路

　　图2为变压器驱动栅极电路，是驱动电路的最后部分。

变压器T1提供驱动信号，经保护二极管D1、栅极串联电阻R1向栅极输入电容Ciss充电，当栅-源极间电压Vgs大于门限开启电压VTh，MOSFET管导通，进而进入饱和区，完成开通过程；当变压器驱动信号低电平时，三极管Q1导通，栅极电容的电荷迅速通过R1，Q1构成的闭合回路释放，达到快速关断的目的。

电阻R3防止栅极开路，稳压管D2限制信号幅度不能超过栅-源击穿电压，起到保护作用。

　　3变压器设计与试验

　　为了简化计算，将变压器视为方波脉冲电压源，MOSFET管开通过程的等效电路如图3。

　　开通过程就是零状态响应过程，三要素[4,5]：

初

　　始于

　　值R

　　3

　　u>

　　ciss

　　（。

　　0稳

　　）态

　　=值

　　0；

　　（（

　　45

　　））

　　>R

　　1

　　式中，U1—变压器输出电压，V时间常数τ暂态过程：

栅极电压：

　　=（R

　　1

　　//R

　　2

　　）×C

　　iss

　　≈R

　　1

　　C

　　iss

　　；（6）

　　（7）

　　栅极电流：

R3

　　（8）

　　栅极电阻电流：

i1（t）≈0（9）

　　栅极串联电阻R1电流：

（10）

　　电路瞬时功率：

　　上升时间：

tr=τ

　　（

　　1

　　1C

　　i

　　s

　　s

　　1）

　　=（12）

　　忽略三极管Q1饱和导通管压降，MOSFET管关断过程的等效电路如图4。

　　关断过程即可看作零输入响应过程，栅极电压U1，主要元件依然是R1，Ciss

　　基本是开通的逆过程，因此，变压器输出电流有效值[4]：

　　（13）

　　式中，I—变压器输出电流有效值，A；f—驱动信号频率，Hz

　　变压器功率：

（14）

　　通过分析，式（12）可知，减少上升时间tr的办法是减少R1，但式（13）（14）表明，代价是增大了输出电流有效值和变压器功率；提高频率和驱动电压将导致电流有效值和变压器功率增加。

　　线路分布参数包括变压器漏感，内阻r，以及导线引起的寄生电感等，随着工作频率提高，分布参数影响逐渐明显。

相对于内阻r，分布电感对动特性影响更为显著，考虑变压器漏感和线路杂散电感Ls后MOSFET管开通过程的等效电路如图5。

　　系统时域方程：

　　（15）

　　传递函数：

（16）

　　特征方程：

LsCiss·S2+R1Ciss·s+1=0（17）

　　特征方程根：

式（18），对于阶跃输入[5]

　　（18）

　　1）时，系统临界振荡。

此时。

　　（19）

　　2）时，系统振荡收敛。

此时。

　　（20）

　　此时，自然频率：

　　（21）

　　阻尼比：

　　（22）

　　阻尼角：

　　（23）