精通开关电源设计方案笔记.docx
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精通开关电源设计方案笔记
《精通开关电源设计》笔记
三种基础拓扑（buckboostbuck-boost）的电路基础：
1,电感的电压公式V=L—=L—,推岀AI=VXAT/L
dtAT
2,sw闭合时，电感通电电压Von,闭合时间toNSW关断时，电感电压Voit,关断时间toFF
3,功率变换器稳左工作的条件：
AIon=AIoff即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。
那么由1.2的公式可知,Von=LX△Ion/A（ON，Voff=LX△Iopp/Atopp,则稳泄条件为伏秒定律：
VoNXtoN=VoFrXSFF
4,周期T,频率f,T=1/f,占空比D=toN/T=toN/（toN+toFF）-toN=D/f=TD
-*toFP=（1—D）/f
电流纹波率rP5152
r=AI/Il=2Iac/Idc'对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值
AI=Et/LPHEt=VXAT（时间为微秒）为伏微秒数，Lun为微亨电感，单位便于计算r=El/（IlXLuh）-lLXLPH=El/r-LPH=El/（r*IL）都是由电感的电压公式推导出来
I•选值一般0.4比较合适，具体见P53
电流纹波率r=AI/Il=2Iac/Iix'在临界导通模式下，Iac=Idc，此时r=2见P51
r=A1/IL=VONXD/LfIL=VOPPX（l-D）/LfIL-*L=VONXD/rfIL
电感量公式：
L=VopfX（1-D）/rflL=VoNXD/rflL
设Itr应注意几个方而：
A.Ipk=（l+r/2）开关管的最小电流，此时r的值小于0.4,造成电感体积很大。
B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26,
最大负载电流时r'=A1/Ilmax,当r=2时进入临界导通模式，此时r=AI/Ix=2-*
负载电流Ix=（r72）Sax时，进入临界导通模式,例如:
最大负载电流3A,F=0.4,则负载电流为（0.4/2）X3=0.6A时，进入临界导通模式
避免进入临界导通模式的方法有1,减小负载电流2,减小电感（会减小AI,则减小r）3,增加输入电压P63电感的能屋处理能力1/2XLXP
电感的能量处理能力用峰值电流讣算1/2XLXFpk，避免磁饱和。
确定几个值：
!
•要考虑最小负载时的r值负载电流IlIpk输入电压范围ViN输出电压Vo
最终确认L的值
基本磁学原理：
P71一一以后花时间慢慢看《电磁场电磁波》川于EMC和变汗•器
H场：
也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。
单位A/m
B场：
磁通密度或磁感应。
单位是特斯拉（T）或韦伯每平方MWb/nr
恒泄电流I的导线，每一线元dl在点p所产生的磁通密度为dB=kXIXdlXaK/R2
dB为磁通密度，dl为电流方向的导线线元，那为由dl指向点p的单位矢虽，距离矢量为R・R为从电流元dl到点p的距离，k为比例常数。
在SI单位制中k=u（网兀，卩沪4兀X10'TH/m为真空的磁导率。
IdlxR
«3
则代入k后，dB=UoXIXdlXR/l^R3对其积分可得B=豊[磁通疑：
通过一个表而上B的总量①=[B・ds,如果B是常数，贝lJe=BA,A是表而积
H=B/u-B=uH,P是材料的磁导率。
空气磁导率X10'7H/m
法拉第定律（楞次定律）：
电感电压V与线圈匝数N成正比与磁通屋变化率
V=NXd（P/dt=NAXdB/dt
线圈的电感量：
通过线圈的磁通量相对于通过它的电流的比值L=H*N
磁通量6与匝数N成正比，所以电感量L与匝数N的平方成正比。
这个比例常数叫电感常数，用扎表示，它的单位是nH/匝数’（有时也用nH/1000匝数：
）L二扎席*10器所以增加线圈匝数会急剧增加电感量
若H是一闭合回路，可得该闭合回路包伟I的电流总量fHdl=IA,安培环路定律
结合楞次定律和电感等式V=L—可得到
dt
V=NXdC/dt=NAXdB./dt=LXdI/dt
可得功率变换器2个关键方程：
△B=LAI/NA非独立电压方程-B=LI/NA
AB=VAt/NA独立电压方程fBa=AB/2=VonXD/2NAf见P72-73
N表示线圈匝数，A表示磁心实际几何而积（通常指中心柱或磁心资料给出的有效面积Ae）
Brx=LI„/NA不能超过磁心的饱和磁通密度
由公式知道，大的电感量，需要大的体积，否则只增加匝数不增加体积会让磁心饱和磁场纹波率对应电流纹波率r
r=2Iac/Idc=2BAc/Bdc
Bpk=（l+r/2）Bix：
fBdc=2Bpk/（r+2）
Bpk=（14-2/r）BAc~*BAc=rBPK/（r+2）AB=2BAc=2rBpK/（r+2）
磁心损耗，决泄于磁通密度摆幅4B,开关频率和温度
磁心损耗=单位体积损耗X体积，具体见P75-76
Buck电路
sw
L1
VO
R
5,电容的输入输岀平均电流为0,在整个周期内电感平均电流=负载平均电流，所以有:
6,二极管只在sw关断时流过电流，所以Id=IlX（1-D）
7,贝9平均开关电流Isw=IlXD
8,由基尔霍夫电压定律知：
Sw导通时：
V1N=Von+Vo+VsW-*VoN=VlN—Vo—Vsw^ViN-Vo假设Vsw相比足够小
Vo=Vin一Von—Vsw
^Vin—Von
Sw关断时：
Voff=Vo+Vd->Vo=Voff-Vd
=V（）FF假设Vi）相比足够小
9,由3、4可得D=（on/（toN+ton?
）
=Vojt/（Voff+Von）
由8可得：
D=Vo/{（Vin-Vo）+VO}
D=Vo/Vin
10,直流电流Idc=电感平均电流II，HPIix'=Il=Io见5
lb纹波电流IAc=AI/2=Vin（1-D）D/2Lf=Vo（1-D）/2Lf
由b3、4、9得，
AI=VonX（on/L
=（ViN-Vo）XD/Lf=（Vin-DVin）XD/Lf=ViN（1~D）D/Lf
AI/Con=Von/L=（ViN-Vo）/L
△I=VoppXtonTL
=V（）T（1-D）/L
=VO（1-D）/Lf
A1/toFF=Voff/L=Vo/L
12,电流纹波率r=AI/Il=2Iac/Idc在临界导通模式F，Iac=Idc，此时r=2见P51
r=A1/Il=VonXD/LfIL=（ViN-Vo）XD/LfII
=VofpX（1-D）/LfIL=VoX（1-D）/Lfk
13,蜂峰电流Ipp=AI=2lAc=rXIIX?
=rXIL
14,邮值电流Ipk=Idc+Iac=（l+r/2）XIdc=（l+r/2）XIL=（l+r/2）XIO
最恶劣输入电压的确定：
Vo、Io不变,ViN对Ipk的影响:
D=Vo/VinV銀增加t-D|-*AIf,IDC=Io,不变，所以Ipkt
要在Vb最大输入电压时设计buck电路P49-51
例题：
变圧器的电压输入范用是15・20v,输出电压为5v,最大输出电流是5Aa如果开关频率是200KH乙那么电感的推荐值是多大？
解：
也可以用伏微秒数快速求解，见P69
（1）buck电路在Vinmax=20V时设讣电感
（2）由9得到D=Vo/Vin=5/20=0・25
（3）L=VOX（1-D）/rfIl=5*（1-0.25）/（0.4*200*103*5）=9.375uH
（4）Ipk=（l+r/2）XIO=（1+0.4/2）*5=6A
（5）需要9.375uH6A附近的电感
例题：
buck变换器，电压输入范囤是18-24v,输出电压为12v,最大负载电流是1A。
期望电流纹波率为0.3（最大负载电流处），假设VSW=1.5V,VD=0.5V,并且f=150KHz。
那么选择一个产品电感并验证这些应用。
解：
buck电路在最大输入电压Vin=24V时设讣
Vol
R
15,二极管只在sw关断时流过电流=负载电流，所以ID=ILX（1-D）=IO
16,则平均开关电流Isw=IlXD
17,由基尔霍夫电压泄律知：
Sw导通时：
Vin=Von+Vsw-*Von=Vin—Vsw
VON^V1N假设Vsw相比足够小
Sw关断时：
Voff4-Vin=Vo+Vd-*Vo=Voff+Vin—Vo
Vo~Voff+V|n假设Vd相比足够小
Voff=Vo+Vd-Vin
Voff^Vq—Vin
18,由3、4可得D=toN/（toN+toFF）
=VoH;/（VoFf+Von）
由17可得：
D=（VO-V1N）/{（VO-V1N）+V】n}
=（Vo-Vin）No
-*VIN=VOX（1-D）
19,直流电流Idc=电感平均电流II,即Idc=I（）/（1—D）
20,纹波电流Iac=A1/2=VinXD/2Lf=Vo（1~D）D/2Lf
由1,3、4、17,18得，
△I=VonXtoN/L=VinXTD/L
=V!
NXD/Lf
A1/toN=VoN/L=ViN/L
△I=VoFFXtoiWL
=（Vo-Vin）T（1-D）/L
=VO（1-D）D/Lf
A1/toFF=Von-/L=（Vo—V【n）/L
21,电流纹波率r=AMl=2Iac/Idc临界导通模式下，Iac=Idc，此时r=2见P51
r=AUIL=VONXD/LfIl=VOppX（1-D）/LfIL-L=VONXD/rfIL
r=VoNXD/LfIl=VinXD/LfII
=VofpX（1-D）/LfIL=（Vo-ViN）X（1-D）/Lfk
电感量公式：
L=VOPPX（1-D）/rfIL=VONXD/rfIL
i•的最佳值为0.4,见P52
22,蜂峰电流Ipp=△I=2Iac=「XIoc=rXII
23,峰值电流Ipk=Idc+Iac=（l+r/2）XIdc=（l+r/2）XIL=（l+r/2）XI（）/（1-D）最恶劣输入电压的确定：
要在Vin最小输入电压时设计boost电路p49-51
例题：
输入电压范围12-15V,输岀电压24V,最大负载电流2A,开关管频率分别为lOOKHz、200KHZ、1MHz,那么每种情况下最合适的电感量分别是多少？
唸值电流分别是多大？
能量处理要求是什么？
解:
只考虑最低输入电压时,即V1N=12V时，D=（Vo-V1N）/Vo=（24-12）/24=0.5Il=1o/（1-D）=2/（1-0.5）=4A
若r=0・4,贝iJIpk=（l+r/2）XIL=（1+0.5/2）X4=4.8A
电感量L=VoNXD/rIJ=12*0.5/0.4*4*100*1000=37.5uH=37.5*10"6H
f=200KHzL=18.75uH,f=lMHzL=3.75uH
24,二极管只在sw关断时流过电流=负载电流，所以Id=IlX（1-D）=Io
25,贝ij平均开关电流Isw=IlXD
26,由基尔霍夫电压定律知：
Sw导通时：
Vin=Von+Vsw~*Von=V|n_VS\v
~V1N假设Vsw相比足够小
Sw关断时：
Voff=Vo4-Vd-*Vo=Voff—Vo
aVqff假设Vd相比足够小
27,由3、4可得D=tON/（toN+tOFF）
=Von/（Voff+Von）
由26可得：
D=Vo/（Vo+Vix）
-*VIN=VOX（1-D）/D
28,直流电流Idc=电感平均电流II,即Ioc—Il=Io/（1-D）
29,纹波电流Iac=A1/2=VinXD/2Lf=Vo（1~D）/2Lf
由］,3、4、26,27得，
AI=VonXtoN/L=VinXTD/L
=ViNXD/Lf
A1/toN—VoN/L=VriN/L
△I=VoffXton-/L
=VOT（1-D）/L
=VO（1-D）/Lf
A1/top?
=Voii/L=V（）/L
30,电流纹波率r=AMl=2Iac/Idc在临界导通模式下，Iac=Idc,此时r=2见P51
r=A1/IL=VonXD/LfIl=VoppX（1-D）/LfIL-L=VoNXD/rfII
r=VonXD/LfIL=V1NXD/LfILr=VOFPX（1-D）/LfIL=VoX（1-D）/LfIL
31,峰峰电流Ipp=AI=2lAC=rXlDc=rXlL
32,峰值电流Ipk=Idc+Iac=（l+r/2）XIoc=（l+r/2）XIL=（l+r/2）XI0/（1~D）最恶劣输入电压的确泄：
要在Vin最小输入电压时设计buck-boost电路p49-51
第3章离线式变换器设计与磁学技术
在正激和反激变换器中，变压器的作用：
1、电网隔离2、变压器“匝比”决泄恒比降压转换功能。
绕组同名端，当一个绕组的标点端电压升至某一较髙值时，另一个绕组标点端电压也会升至较高值。
同样，所有标点端电压也可以同一时间变低。
因为它们绕组不相连，但在同一个磁心上，磁通疑的变化相同。
P89
漏感：
可看作与变压器一次电感串联的寄生电感。
开关关断的时刻，流过这两个电感的电流为Ipkp，也即为一次电流唸值。
然而，当开关关断时，一次电感所存储的能量可沿续流通路（通过输出二极管）传递，但是漏感能量却无传递通路，所以就以髙压尖峰形式表现出来。
一般把尖峰简单的消耗掉
P93
一次等效模型
二次等效模型
Vin
Vin
Vinr=Vin/n
••iin
IlN
IlNR=IlN*n
Cin
CjN
n2*Cin
1
Lp
Ls=Lp/n2
Vsw
Vsw
Vsw/n
Vo
VOR=Vo*n
v（）
Lout
I（）R=Io/n
Io
审心值
Ior/（1-D）=Io/[n*（l-D）J
Io/（1-D）
Co
Co/n2
Co
Vd
Vd*n
vD
占空比
D
D
纹波率
r
r
反激在轻负载时进入DCM,在重载时进入CCM模式
例子：
P96
74w的常用输入90VAC〜270VAC反激变换器，欲设计输出为5A/10A和12V/2A。
设讣合适的反激变压器，假立开关频率为150KHZ,同时，尽量使用较经济的额定值为600V的MOSFETo
解：
反激可简化为buck—boost拓扑
1,确定Vor和Vz
最大输入电压时，加在变化器上的整流直流电压是vINMAX=
V2*VACmax=27041=382V
Mosfet的额左电压600v,裕量取30v,漏极的尖绦电压为Vin+Vz=382+Vz<570Vz£188V,需选取标准的180v稳压管
Vz/VOr=1.4时，稳压管消耗明显下降,则VOr=Vz/1.4=128V
匝比
假设5V输出二极管正向压降为0.6V,则匝比为：
n=VOR/（Vo+Vd）=128/（5+0.6）=22.86
最大占空比（理论值）
V1nm!
n=V2*VACmax=90迈=127V
D=Vor/（Vor+Vinmin）=128/（128+127）=0.5这时为100%效率
一次与二次有效负载电流
若输出功率集中在5V,其负载电流为
Io=74/5^15A
一次输入负载电流为Ior=Io/n=15/22.86=0.656A
占空比
输入功率P|N=Po/效率=74/0.7=105.7W
平均输入电流Iin=Pin/Vin=105.7/127=0.832A
Iln/D^Ilr因为输入电流只在开关导通时才有
W（1-D）=Ilr因为输出电流只在开关断开时才有
Iin/D=Ior/（1~D）-*D=Iin/（Iin+Ior）=0.832/（0.832+0.656）=0.559
一次和二次电流斜坡实际中心值
二次电流斜坡中心值为（集中功率时）
IL=I（>/（1-D）=15/（1-0.559）=34.01A
一次电流斜坡中心值
ILR=Ii/n=34.01/22.86=1.488A
峰值开关电流
取r=0.5
则Ipk=（l+r/2）XIu<=1.25X1.488=1.86A
伏秒数
输入电压为V1NM!
N时，VON=VIN=127V
导通时间（on=D/f=0.559/150*103=3.727^s
所以伏秒数为Et=VonXtoN=127X3.727=473VAs
一次电感
Lhh=E1/（r*lLR）=473/（0.5*1.488）=636曲
离线式变压器，需降低高频铜耗、减小变压器体积等各种原因，1•通常取0.5
磁心选择P99,为经验公式，待实践
磁心面积Ae=l.llCM2
匝数
如前而的电压相关方程B=LI/NA,则N=LI/BA.此时的B应该为AB
LI=伏秒数Et,AB=2BAc=2rBpk/（r+2）铁氧体磁心BpkWO.3T
则有一次绕组匝数（和书上的计算公式不一样，需要公式变换）np=LI/（AB*Ae）
=Et/{[2rBpk/（r+2）]*A}
=（1+2/r）*Et/（2BPK*Ae）
=473*10^（1+2/0.5）/（2*0.3*1.11*1（T）
=35.5匝
则5V输岀的匝数是ns=np/n=35.5/22.86=1.55匝~2匝取整数
反过来计算np=ns*n=2*22.86=45.72^46匝
12V绕组的匝数是[（12+1）/（5+0.6）]*2=4.64^5匝，二极管压降分别取IV和0・6V
实际的磁通密度变化范围
AB=LI/NA=Et/NA=O.0926T
Bpk=AB（r+2）/2r=0.2315T
磁隙
磁芯间距
导线规格和铜皮厚度选择
是个问题，后续看
反激电源设计实例：
34006820的待机部分，变压器11003877
20w待机电源5V/4A,超薄电源用，要求变压器体积小，待机电流小于30mA,开关频率67KHZ,电压输入范围85-264VAC,650V的芯片内置MOSFET
1,假设效率n=0.75
Po=20W
Pin=Po/n=20/0.75=26.667W
2,DC电压输入范用：
最小输入电压Vg^=J^*85=120・19V,如下图，电容充电的问题，电压有10%—15%
3,确定最大占空比Dmax
在CCMF.一般D小于0.5,避免谐波振荡。
取典型值Dmax=0.43
反射电压Vro=[Dmax/（1-Dmax）]xVdcmin=0.43/（1-0.43）*120.19=90.67V
公式原理是初级次级绕在同一个磁心上，其磁通总量相等P90
变压器的磁心面积一样，不同的就是匝数
初级的△①p=ABp*Ae=ABs*Ae=△①s次级的磁通总S
ABp=VAt/NA=ViNtox/NpAe=VDcxiN*DMAX/fNpAe在开关导通时间
ABs=Vo*WNsAe=（Vo+VF）*（l-DMAx）/fNsAe在开关断开时间
推出Vdcmin*Dmax/Np=（Vo+VF）*（1-Dmax）/Ns
匝比n=Np/Nsdcmin*Dmax/[（\'o+\‘f）*（1—Dmax）]=15.4实际为H
VRO=n（Vo+Vf）=Vdcmin*Dmax/（1-Dmax）=108.2*0.43/0.57=81.625V
4,变压器的初级电感Lp
反激有CCM和DCM两种工作模式，随负载和输入电压的变化而变化，超薄电源为将变压器最小化，将初级电感取小，在最小输入电压时，将电路工作在临界导通模式，则正常工作时都是在DCM模式。
此时电流的纹波率r=2
L=VonXtON/AI=V,NXD/frIL=VINXD/fr（PIN/DV1n）=（VINMinXDMAx）2/frPIN
=（108.2*0.43）7（26.667*2*67*10°）=605.8uH实际600uH
5,确定磁芯和初级线圈的最小匝数
选择磁心有有几种不同的公式，有算磁心体积的，有算磁心截而积和开窗而积乘积的。
总之，要适应本电源的实际应用，就要选择扁平的磁心。
《精通开关电源设计》提供的公式磁心体积Ve=[0.7*（2+r）7r]*PIS/ff单位为KHzp99
Ve=2229mm5实际选择变压器，要求是扁平的形状，压低高度，利于超薄电源设计。
Np=（1+2/r）*Von*D/（2*BpK*Ae*f）=（1+2/r）*ViNMiN*Dmax/（2*BpK*Ae*f）P100P72
=（1+2/2）*120.19*0.43/（2*0.3*141*1（K6*67*103）=16.4如取B=0・2,则Np=24.6匝规格书没有磁心的Ac,实际测量的为Ae=141mnr,供应洞提供的实际变压器为28匝
6确定输出匝数
匝比n=Np/Ns=VRo/（Vo+Vf）=90.67/（5.1+0.6）=15.91实际为14
则5V输出的匝数为Ns=24.6/15.91=1.55则为2匝，1匝漏感大，实际是2匝则Np=2*15.91=31.82=32匝，实际28匝
VCC匝数为n=（VCC+Vr）/（Vo+VF）=（16+0.6）/（5.1+0.6）=2.91
N>rc=2*2.91=5.82=6匝，实际为7匝
磁心气隙计算，也有不同的计算方式
第5章导通损耗和开关损耗
开关损耗与开关频率成正比
Vgs电压增大，到超过MOSFET提供的最大负载电流值后，则是“过驱动”,有助于减小导通电阻。
MOSFET导通关断的损耗过程P145
1、导通过程中，开关两端电压，直到电流转换完成才开始变化。
即VI有交迭
2、关断过程中，直到开关两端电压转换完成，苴电流转换才开始
导通损耗，mosfct的导通损耗与占空比有关，与频率无关
寄生电容
有效输入电容Ciss,输出电容Coss,反向传输电容Crss,他们与极间电容的关系如下：
Ciss=Cgs+Cgd
Coss=Cds+Cgd
Crss=Cgd
则有下式（Ciss,Coss,Crss在产品资料中有）
Cgd=Crss
Cgs=Ciss—Crss
Cds=Coss—Crss
门极开启电压vt,mosfet的栅极有开启电压，只有栅极电压超过开启电压，才能使mosfct完全导通，
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