二极管钳位型单相三电平逆变器空间矢量脉宽调制方法.docx

二极管钳位型单相三电平逆变器空间矢量脉宽调制方法.docx

《二极管钳位型单相三电平逆变器空间矢量脉宽调制方法.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《二极管钳位型单相三电平逆变器空间矢量脉宽调制方法.docx（12页珍藏版）》请在冰点文库上搜索。

二极管钳位型单相三电平逆变器空间矢量脉宽调制方法

二极管钳位型单相三电平逆变器空间矢量脉宽调制方法

2010年11月10日

0引言

近年来，在高压大功率应用领域多电平功率变换器技术成为研究的一个热点。

多电平逆变器相对于两电平逆变器具有输出电压更接近正弦波、能降低器件的耐压等级和减小器件的开关损耗等优点，在电力、冶金、矿山、石化等中高压大功率场合得到了广泛应用。

基本的多电平拓扑结构归纳起来有3种：

H桥级联型、二极管钳位型和飞跨电容型。

其中二极管钳位型（neutralpointclamped，NPC）多电平逆变器由于结构简单，无需复杂变压器而更具有应用前景。

针对这3种拓扑结构应运而生了多种调制方法和控制策略，从广义的范畴看，分为载波脉宽调制（pulsewidthmodulation，PWM）和空间矢量脉宽调制（spacevectorpulsewidthmodulation，SVPWM）技术。

SVPWM方法具有物理概念清晰、电压利用率高、易于数字实现等优点，在三相拓扑结构中得到了广泛的应用。

传统单相多电平逆变器大多采用载波PWM方法，存在实现方法较为复杂，且不易对直流侧中点电位波动进行有效控制的缺点。

本文提出一种适用于单相三电平拓扑结构的SVPWM方法，具有形式简单，易于DSP编程实现等特点。

针对二极管钳位型拓扑结构存在直流侧电容中点电位波动的固有缺点，电压前馈的方法可以用来解决单相对称三电平逆变器直流侧电容电压不平衡问题，使得中点电位波动得到了一定的控制，但存在电压平衡系数难以选择，控制方法实现较为复杂的缺点。

有文献提出采用调整小矢量的时间分配因子实现了三相三电平逆变器中点电位的精确控制。

本文借鉴了这一思想，用于实现对单相对称三电平逆变器直流侧中点电位的控制。

本文以单相对称三电平NPC型逆变器和新型不对称三电平逆变器为研究对象，将三相NPC型逆变器SVPWM方法引入到单相NPC型逆变器中，提出一种单相三电平NPC型空间矢量脉宽调制方法，该方法将单相空间矢量图分为4个区间，根据伏秒平衡原理，利用区间内的两个电压矢量实现对参考电压矢量的合成。

将本文所提SVPWM方法分别应用于单相对称三电平逆变器和不对称三电平逆变器中，并对两种拓扑结构在器件数量、控制方法和输出波形质量上进行了对比分析。

为了验证本文所提方法的正确性和有效性，文中对两种拓扑结构进行仿真和实验验证。

1单相二极管钳位型三电平逆变器主电路

单相对称三电平逆变器主电路拓扑如图1（a）所示。

采用8个功率开关器件（如Sa1~Sa4）和4个钳位二极管（如D1~D2）来构成两组对称的桥臂。

设直流侧母线电压UD=E，直流侧电容C1=C2，若电容电压相等，则Udc1=Udc2=E/2，以O点为参考点，则每相桥臂可以输出3个电平：

+E/2，0和-E/2，分别对应状态P、O和N，则逆变器输出电压UAB有5个电平状态：

±E、±E/2和0。

两组桥臂共有9种开关组合，对应9种工作模式，单相对称三电平逆变器开关状态与交流侧输出电压的关系表如表1所示，其中Sa、Sb分别表示A、B桥臂功率管的工作状态。

有文献提出了一种单相不对称三电平逆变器拓扑结构，如图1（b）所示。

该拓扑结构由6个功率器件和2个钳位二极管构成，其中A桥臂为半桥二极管钳位型逆变器结构，B桥臂为传统两电平半桥逆变器结构，同样以O点为参考点，则UAO可以输出3个电平：

+E/2，0和-E/2，UBO可以输出+E/2和?

E/2两个电平，同样逆变器输出电压UAB也可以有5个电平状态。

单相对称三电平逆变器共有9个工作状态，根据每个工作状态对应的输出电压UAB的大小，定义PN和NP为大矢量，PO、OP、ON和NO为小矢量，而PP、OO和NN为零矢量。

分析可知，小矢量PO与ON，OP与NO互为冗余小矢量，零矢量PP、OO和NN互为冗余零矢量。

由于单相不对称三电平逆变器B桥臂的两电平拓扑结构，使得逆变器只有6个工作状态。

2单相对称三电平逆变器空间矢量脉宽调制方法

2.1单相三电平逆变器SVPWM图

SVPWM方法在三相拓扑结构中得到了广泛应用，。

本文根据电压矢量的模长大小，将单相三电平空间矢量图分成4个区间，根据参考电压矢量V所在的区间，选择该区间内的两个电压矢量进行合成。

设逆变器希望输出的电压为UAB=MEcosωt，如图2所示，逆变器输出电压UAB为矢量V在α轴上的投影，矢量V的模长|V|=ME，且矢量以角频率ω逆时针旋转。

其中M为调制比，范围在0到1之间。

2.2输出矢量的作用顺序

单相三电平逆变器9种工作状态将空间矢量图划分为4个区间，如图2所示。

当参考电压矢量位于区间1时，矢量由PO（ON）和PN合成，当参考电压矢量位于区间2时，矢量由PO（ON）和OO（PP、NN）合成，当参考电压矢量位于区间3和4时，情况类似。

为了减小器件的开关频率和损耗，本文采用了一种首发矢量为正（负）小矢量的五段式最优空间矢量脉宽调制方法。

参考电压矢量在各个区间内的输出矢量的作用顺序如表2所示，以首发矢量为正小矢量为例，当首发矢量为负小矢量时，情况类似。

从表2可以看出开关状态的每一次变化都只有一相桥臂的两个互补开关管的开关状态发生了变化，从而减少了开关损耗和降低了开关频率。

图3是参考电压矢量位于区间1和2时，输出电压矢量的时序图，当参考电压矢量位于其它两个区间时，情况类似。

其中Sax_PWM表示A桥臂开关管Sax的导通或关断信号，x=1，2，B桥臂类似。

2.3输出电压矢量的作用时间

根据伏秒平衡原理，即由式

（1），可求得每个输出矢量的作用时间，如表3所示。

其中，Ts为开关周期，E为直流侧电压值。

2.4直流侧电容电压平衡的控制

直流侧电容中点电位波动是二极管钳位型拓扑结构存在的固有缺点，而三电平中点钳位型逆变器在运行过程中必须要保证直流侧中点电位平衡，否则负载中会出现偶次谐波，部分开关器件所承受的电压应力也会增大，不利于逆变器的安全运行。

大矢量和零矢量对中点电位没有影响，而小矢量却影响着中点电位的平衡。

图4是正小矢量PO与负小矢量ON作用电路图。

中点电位的不平衡，归根到底是由于流入或流出中点的电流存在造成的，使得直流侧两个电容一个放电，一个充电，导致中点电位发生偏移。

由图4可知，当正小矢量PO作用时io=iL，而负小矢量ON作用时io=?

iL。

因此，它们对中点电压的影响相反，可以通过调整正负小矢量的作用时间来实现对逆变器中点电位的精确控制。

引入电压调整系数f（0

其中，小矢量PO与ON互为冗余矢量，若其总的作用时间为T，令正小矢量PO的作用时间为Tp=fT，则负小矢量的作用时间为Tn=（1-f）T。

这样在获得直流侧电容电压偏差的情况下，根据负载电流的方向，调整正负小矢量的作用时间可以有效的控制电容中点电位的平衡。

3新型单相不对称三电平逆变器SVPWM方法

有文献提出了一种单相二极管钳位型不对称三电平拓扑，并将其应用于整流电路。

本文将该拓扑应用于逆变状态。

新型不对称三电平逆变器共有6个工作状态，图5为其对应的空间矢量图。

运用本文第2部分提出的空间矢量脉宽调制方法，容易得出参考电压矢量的作用顺序和输出矢量作用的时序图，如图6所示，而输出矢量的作用时间与表3相同。

由新型不对称三电平逆变器空间矢量图可知，B桥臂的两电平结构导致了小矢量不存在冗余状态，因而不能通过调整正负冗余小矢量的作用时间来调整中点电位平衡，中点电位存在一定的波动（本文后面的仿真结果将会看到），因而直流侧电容需要2个独立电源。

由输出电压矢量时序图图6可知，B桥臂开关管Sb1和Sb2的开关频率较低，但承受较高的电压。

因此可以考虑采用耐压值较高，开关频率相对较低的IGCT或GTO器件，而A桥臂可以采用开关频率较高的器件，如IGBT，使其工作在较高频率，而承受较小的电压应力，这样充分发挥了这些开关器件的特性。

表4为两种拓扑结构在器件数量和输出电压谐波含量的比较，可以看出，新型单相不对称单相三电平逆变器输出电压的总谐波畸变率（totalharmonicdistortion，THD）含量略低，但两种拓扑输出波形质量相差不大。

新型单相不对称三电平逆变器开关器件数量少于单相对称三电平逆变器，但直流侧需要两个独立的直流电源。

4仿真和实验结果

为了验证本文所提空间矢量脉宽调制方法的正确性和有效性，本文对两种电路拓扑进行了仿真和实验验证。

仿真参数为：

系统的直流侧电压为600V，电容C1=C2=2200μF，阻感负载R=68Ω，L=15mH，采样频率为10kHz，基波频率为50Hz。

图7为调制比M=0.83，新型单相不对称三电平拓扑采用单个直流电源时，采用本文所提SVPWM方法直流侧两电容电压Udc1和Udc2波形，可以看出电容电压存在较大波动，势必造成负载电流谐波含量增大，器件也会承受较大的开关应力，因此新型单相不对称逆变器直流侧需采用两个直流电源对电容C1和C2单独供电。

图8为单相不对称三电平拓扑结构的仿真结果，其中直流侧采用两个直流电源。

图8（a）为调制比M=0.83时，逆变器输出电压

UAB的波形。

图8（b）为输出电压UAB的频谱分析，经过计算其ηTHD=3.90%。

图9为单相对称三电平拓扑结构的仿真结果。

图9（a）为直流侧两电容电压的偏差，由图可知，中点电位波动较小，验证了本文所提中点电位控制方法的正确性。

图9（b）为调制比为M=0.83时，逆变器输出电压UAB的波形。

图9（c）为输出电压UAB的频谱分析，计算得其ηTHD=5.96%，略高于新型不对称三电平拓扑结构。

实验采用TI公司TMS320F2812作为控制电路的核心，主电路的开关器件选用IRFP450MOS管，直流侧选用两个2200μF的电容，直流侧母线电压为60V，负载为阻感负载，电阻值为68Ω，电感为15mH，采样频率为10kHz。

图10为调制比M=0.83时，单相不对称和对称三电平逆变器输出电压UAB的实验波形，由图可以看出，两种拓扑结构在调制比相同时输出电压波形基本相同，实验和仿真结果一致。

图11为负载电流实验波形。

为了验证在初始时刻电容电压不相等时，本文所提SVPWM方法对单相对称三电平拓扑直流侧中点电位的控制能力，做了相应的仿真和实验。

初始时刻，Udc1=60V，Udc2=0V。

图12为直流侧两电容电压仿真和实验动态波形。

系统运行后直流侧电容电压能很快稳定在30V，且稳定后电容电压波动很小。

仿真和实验结果基本一致，仿真和实验结果表明了本文所提SVPWM方法能实现对直流侧电容中点电位较好的控制。

5结论

本文提出了一种适用于单相二极管钳位型三电平拓扑结构的空间矢量脉宽调制方法。

该方法较之常用的载波调制方法具有明显的优势，控制方法简单，且能实现对直流侧电容中点电位精确控制。

同时，将本文所提SVPWM方法应用于新型单相不对称三电平拓扑电路，并对两种拓扑结构在器件数量和输出波形质量上进行了分析比较。

本文所提SVPWM方法形式简单，易于数字实现，且能扩展应用到更多电平的单相多电平逆变器中。