BuckBoost电力电子课程设计Word格式.docx
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I0为Y坐标）；
（3）对V2与I0进行纹波分析；
（4）改变R1，观察V2与I0的相图变化。
3）课程设计说明书采用A4纸打印，同时上交电子版。
4）课程设计需独立完成，报告内容及仿真参数不得相同。
V1=48V
V2=48V
I0=1A
F=50kHZ
指导教师评语：
指导教师：
陆益民
2012年12月7日
目录
1.Buck－Boost主电路的分析5
1.1.原理分析5
1.2.电路运行状态分析5
2.电路参数的选择8
2.1占空比α8
2.2电感L8
2.3电容C9
3.控制策略的选择11
4.仿真分析11
4.1.仿真程序11
4.2.PSIM仿真结果分析及参数选定14
5.结论19
1.Buck－Boost主电路的分析
1.1.原理分析
升降压斩波电路的原理图如图1所示。
由可控开关Q、储能电感L、二极管D、滤波电容C、负载电阻RL和控制电路等组成。
图1Buck－Boost电路原理图
当开关管Q受控制电路的脉冲信号触发而导通时，输入直流电压V1全部加于储能电感L的两端，感应电势的极性为上正下负，二极管D反向偏置截止，储能电感L将电能变换成磁能储存起来。
电流从电源的正端经Q及L流回电源的负端。
经过ton时间以后，开关管Q受控而截止时，储能电感L自感电势的极性变为上负下正，二极管D正向偏置而导通，储能电感L所存储的磁能通过D向负载RL释放，并同时向滤波电容C充电。
经过时间Toff后，控制脉冲又使Q导通，D截止，L储能，已充电的C向负载RL放电，从而保证了向负载的供电。
此后，又重复上述过程。
由上述讨论可知，这种升降压斩波电路输出直流电压V2的极性和输入直流电压升降压斩波电路V1的极性是相反的，故也称为反相式直流交换器。
1.2.电路运行状态分析
假设储能电感L足够大，其时间常数远大于开关的周期，流过储能电感的电流iL可近似认为是线性的，并设开关管Q及二极管都具有理想的开关特性。
分析电路图可以得到：
[1]Q导通期间，D截止，电感L两端的电压为V1，il呈线性上升。
式中
是Q导通前流过L的电流。
当t＝ton时，流过L的电流达到最大值：
………………………………………………………………………
（1）
[2]Q截止期间，D导通，L向负载和C1供电，电感两端电压
…………………………………………………………
（2）
为Q截止前流过L电流。
t＝toff时，Q开始导通，L中电流下降到极小值：
……………………………………………………………（3）
[3]输入直流电压U1和输出直流电压U2的关系
将（3）式代入
（1）式可得：
…………………………………………………………………………（4）
………………………………………………………（5）
当ton<
toff时，d<
0.5，V2<
V1，电路属于降压式；
当ton＝toff时，d＝0.5，V2＝V1；
当ton>
toff时，d>
0.5，V2>
V1，电路属于升压式。
[4]状态方程的列写
实际上电路可分为Q断态和通态两个状态
Q闭合：
Q断开：
设X1＝iL，X2＝VC则，将状态方程合并：
2.电路参数的选择
根据以上给定的参数值和假设，确定的参数初始设定值如下：
取输入V1为48V，输出二V2为48V，输出电流I0为1A，可初步选择：
开关频率fs=50kHzT=2.5e-5取负载电阻R1=12Ω
2.1占空比α
由
得，
V2＝48V，V1＝48V，
故α＝0.5
2.2电感L
升降压斩波电路中，储能电感的电感量L若小于其临界电感Lmin，其后果会使流过储能电感的电流iL不连续，引起开关管、二极管以及储能电感两端的电压波形出现台阶。
这种有台阶的波形，将导致直流交换器输出电压纹波增大，电压调整率变差。
为了防止上述不良情况的出现，储能电感的电感量L应按L≥1.3Lmin选取。
根据临界电感Lmin的定义可知，当储能电感的电感量L＝Lmin时，通过储能电感的电流iL都是从零线性增加至其峰值电流iLmax，而开关管截止期间，iL却由iLmax下降到零。
在这种情况下，不仅iL不会间断，而且开关管、二极管和电感两端电压的波形也不会出现台阶，流过储能电感的电流iL的平均值IL正好是其峰值电流iLmax的一半。
，L＝Lmin，IL0＝0代入公式（3）得
………………………………………………………………………（6）
根据电荷守恒定律，电路处于周期稳态时，储能电感在开关管Q截止期间（toff期间）所释放的总电荷量等于负载在一个周期（T）内所获得的电荷总量，即
ILt
=I0T
……………………………………………………………………………（7）
由公式（6）（7）可得
取I0＝1A，toff＝（1－0.4615）T
则
故
另进一步按公式:
即-36=L1*-0.1/（2.5e-5*0.5）
故可取L1≈4.5mH
2.3电容C
升降压斩波电路中，对于二极管D的电流iD和输出电压V2，二极管截止时（即ton期间），电容C放电，V2下降；
而二极管导通时（即toff期间），电容C充电，V2上升。
在此期间，流过二极管的电流iD等于储能电感的电流iL。
设流过C的电流为ico，则
………………………………………………………………（8）
（2）式代入（8）式得
通过ico求出toff期间C充电电压的增量，就可得到输出脉动电压峰峰值△UP－P，即
………………………………………（9）
由于
；
由（19）式得到：
……………………………………………………（10）
滤波电容的电容量C0可根据给定的输出脉动电压峰峰值△UP－P的允许值，按（10）式计算，即
……………………………（11）
选用电容器时，应注意其耐压是否符合电路的要求，在高频应用时，还应考虑电容器本身的串联等效电阻和阻抗频率特性。
进一步按公式:
即36/36=C1*3.6/（2.5e-5*0.5）
确定C1=10.4uF
3.控制策略的选择
由于输出电压在一定范围内波动，为使输出电压稳定在一个较为理想的范围内，应选择一定的控制策略来控制开关管导通时间。
假设占空比为α1时，输出为V2，则为使输出达到理想的VE，由
得，需要将占空比改变为
。
………（12）
根据以上分析，当输入电压发生波动时，输出电压必然会随之改变，因此每隔一定时间根据输出电压变化利用公式（12）计算出新占空比，这样就能使电压继续稳定在期望值附近。
由此选择的控制策略如下：
首先计算出电路的时间常数，由此来确定改变占空比的频率，在每个调整点测量电路的实际输出电压，利用公式（12）计算得出新的占空比，从而调整电路输出电压。
4.仿真分析
4.1.仿真程序
1．定义开关管Q1导通时电感的电流和电容电压的状态方程，此时电源对电感充电，电容对电阻放电。
functionfun1.m
functiondydt=fun1（t,y）
globalu1rcl;
dydt=[u1/l;
y
（2）/（-r*c）];
2．定义开关管Q1关断时电感的电流和电容电压的状态方程，此时电感对电容放电。
functionfun2.m
functiondydt=fun2（t,y）
dydt=[y
（2）/（-l）;
-（y
（2）/（r*c））+（y
（1）/c）];
3．定义开关管Q1关断时电感的电流和电容电压的状态方程，此时电感放电结束，其电流为零，电容对电阻放电。
functionfun3.m
functiondydt=fun3（t,y）
globalu1rcl;
dydt=[0;
流程图
4．主程序。
clear;
%清空内存
globalu1rcl%设置全局变量
l=1000e-6;
%电感
c=70e-6;
%电容
r=12;
%负载电阻
f=40000;
%频率
T=1/f;
%周期
n=3;
m=2000%设置循环次数
t01=zeros（m,1）;
t02=zeros（n,1）;
y10=[0,0];
%设定初始条件
d=0.51;
%设置初始占空比
u1=24+24*rand
（1）%输入电压，24-48的随机数
tt=[],yy=[]
forj=1:
n
ton=T*d%计算导通时间
toff=（1-d）*T%计算关断时间
t02（j）=（j-1）*m*T%计算第j个循环之前经过了多长时间
fori=1:
m
t01（i）=（i-1）*T;
%计算第i个循环之前经过了多少时间
[t,y1]=ode45（'
fun1'
linspace（0,ton,6）,y10）;
%计算导通时间内的电压、电流
tt=[tt;
t+t01（i）+t02（j）];
yy=[yy;
y1];
%将计算结果记录在tt，yy两个矩阵中
y20=y1（end,:
）;
%设置末值为下次计算的初值
[t,y2]=ode45（'
fun2'
linspace（0,toff,6）,y20）;
%计算关断时间内的电压、电流
ify2（end,1）<
0%如果电流末值小于零，重新计算关断时间内的电压、电流
fora=1:
length（y2）%找出iL＝0的点
ify2（a,1）<
0
b=a;
break,
end
[nnmm]=size（y2）;
toff1=toff*（（b-1.5）/（nn-1））;
%根据iL＝0的点计算toff1
toff2=toff-toff1;
%根据iL＝0的点toff2
[t1,y21]=ode45（'
linspace（0,toff1,6）,y20）;
%计算toff1内的电压、电流
y21（end,1）=0;
[t2,y22]=ode45（'
fun3'
linspace（0,toff2,6）,y21（end,:
））;
%计算toff2内的电压、电流
t=[t1;
t2+toff1];
y2=[y21;
y22];
y10=y2（end,:
%设置末值为下一个循环的初值
t+t01（i）+t02（j）+ton];
yy=[yy;
y2];
end
Vav=（y10
（2）+y20
（2））/2%计算m个周期之后的输出电压值
d=（36*d）/（Vav-Vav*d+36*d）%根据输出电压的稳定值改变占空比
end
%画图
figure
（1）;
plot（tt,yy（:
1））;
title（'
thewaveofiL'
xlabel（'
t（s）'
ylabel（'
iL（A）'
figure
（2）;
2））;
thewaveofU2'
U2（V）'
）
4.2.PSIM仿真结果分析及参数选定
主电路图如图:
选取V1=48v，占空比α＝0.428
选择L＝1000μH，C＝10.4μF，仿真结果如下：
选择L＝2000μH，C＝10.4μF，仿真结果如下：
选择L＝3000μH，C＝10.4μF，仿真结果如下：
选择L＝4500μH，C＝10.4μF，仿真结果如下：
可见选用较大的电感使电压较快稳定，且超调量减小，电压和电流纹波系数均减小，使电路性能变优，因此，选择L＝4500μH。
选择L＝2000μH，C＝47μF，仿真结果如下：
选择L＝2000μH，C＝70μF，仿真结果如下：
选择L＝2000μH，C＝100μF，仿真结果如下：
可见选用较大的电容虽然使电压纹波系数减小，但使超调量变大，输出不易稳定，因此在满足电压纹波系数要求的前提下，适当选用小电容能提高电路性能参数，因此选用C＝10.4μF。
由以上图形分析比较，我们选择参数如下：
L＝4500
H，C＝10.4
F，R＝18Ω;
仿真结果的稳定波形为：
选取V1=24v，占空比α＝0.6
5.结论
从以上仿真分析可知：
1．电容增大,会使衰减变慢且超调量变大但其稳态输出脉动变小,电容减小时,超调量减小脉动增加,开始的一段时间就会出现较大的振荡,使输出不稳定；
2．电感变大,会使衰减变慢但稳态时的脉动较小，增大电感可以使超调量减小.电感变小,会使脉动增加,超调量变大,在开始一段时间做成振荡，而且稳定时还会有明显的振荡，若电感过小会导致出现增幅振荡；
3．电阻的小范围变化对电路的影响不是太大，但如果电阻在太大的范围改变可能也会出现较大的初始过程；
4．当输入电压不稳定，而要求输出电压在期望值附近时，可以通过选择合适的控制策略，改变占空比进行调节,使输出电压在比较理想的范围内。
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