Buck型DCDC变换器的设计及稳定性分析.docx
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Buck型DCDC变换器的设计及稳定性分析
西安电子科技大学
硕士学位论文
Buck型DC-DC变换器的设计及稳定性分析
姓名：
袁冰
申请学位级别：
硕士
专业：
电路与系统
指导教师：
来新泉
200601
————{一＼嘲则摘要l¨VV～’
进入21世纪，伴随着电力电子技术的迅猛发展，电源管理类芯片已广泛应用
于通信网络、计算机以及汽车电子等诸多产品领域。
以西安电子科技大学电路设计研究所的重点科研项目“数模混合系列集成电路关键技术理论研究与设计”为背景，本文对降压型DC．DC变换器的设计和相关理论进行了研究，并在此基础上
设计实现了一款适用于便携系统的高效双路Buck型DC．DC变换器—-XDl983。
目
前作者利用Cadence、Hspice等EDA软件已经完成芯片的前、后仿真验证及CMOS版图设计，已于国外某0．59m工艺线上投片完成，正在测试阶段。
XDl983具有双路输出，且具有频率外同步功能，同时采用双控制模式、同步整流、低漏电压等技术使其效率最高可达96％。
文中对XDl983的设计过程作了详细说明，并对其环路稳定性进行了分析。
为了消除电流坏路的不稳定性，本文设计了一种分段线性斜坡补偿结构，并利用新颖的复合比较器消除了斜坡补偿对芯片带载能力的影响。
本文还从零极点的角度对电压坏路的频率补偿结构进行了分析，并利用内部补偿实现了稳定性设计。
结合市场需求，为了缩短芯片测试周期，提高产品利润，文中还采用管脚复用技术设计了芯片内建测试电路，完成了可测性设计。
关键词：
降压型DC．DC斜坡补偿频率补偿稳定性可测性设计
————————————————————————————————————————————一Abstract
Abstract
Withtherapiddevelopmentofelectronictechnologyin21stcentury,powermanagementICshavebeenwidelyusedintheareaofcommunicationnetwork·computerandautomobileelectronics．SupportedbytheresearchitemofinstituteofelectronicCAD．“TheoreticalresearchanddesignofkeytechniquesformixedsignalIC”，thispaperanalyzesthedesignandrelatedtheoryofbuckDC-DCconverterindetail．Andadual，highefficiencybuckDC-DCforportableapplications‘XD1983isdesigned．Thecircuitdesign，simulationandlayoutimplementationofthechiphavebeencompletedusingCadenceandHspice．Thechiphasbeentapedoutabroadona0．5I-tmCMOSprocessandnowit'sundertest·
XD1983providesdualoutputsandfrequencysynchronization．Byadoptingthe
techn0Iogiesofsynchronousrectification，doubleoperationmodeandlowdmpoutoperaltion，theefficiencyofthechipisupto96％．Thedesignprocessandstabilityanalysisarepresented．InordertOavoidthecurrentloopinstability,anewpiecewlselinearslopecompensationcircuitisdesigned．Anovelmultiplexdifferentialcomparatorisusedtocanceltheslopecompensationeffectoncurrentlimit·Usingsystemzeroesandpolesapproach．analysisofvoltageloopfrequencycompensatmniSalsopresented·Stabilityisrealizedthroughinternalcompensation．Finally,thecircuitsfortestabilityaledesignedtOshortenthetesttimeandgetmoreprofit．
Keyword：
BuckDC—DCSlopecompensationFrequencycompensation
StabilityTestability
绪论
绪论
微电子技术和集成电路是二十世纪的产物，是人类智慧的结晶和文明进步的体现。
作为信息社会的产物，集成电路近年来得到了迅速发展，它广泛的应用于家庭生活、国民经济乃至国防建设的各个方面，它彻底改变了人类社会生产和尘活方式，甚至影响着世乔经济和政治格局。
其产业规模和科学技术已经成为衡量一个国家综合实力的标志之一，谁掌握了它，谁就掌握了未来。
这在科学技术史上是空前的。
作为集成电路产业的一个重要组成部分，电源管理技术在现代科技的飞速发展过程中不断与现代控制理论、材料科学、电机工程、微电子技术等许多新理论新技术密切结合，正逐步发展成为--f7多学科互相渗透的综合性技术学科。
随着电力电子技术的迅猛发展，电源管理类芯片已经广泛应用于计算机、邮电通信、电力系统和航空航天等领域。
进入21世纪以后，伴随着近几年通信与网络、计算机、消费电子以及汽车电子等诸多产品领域的迅速发展，便携式系统得到了广泛应用，这些将电源技术又推向了一个新的高峰。
电源，如今已成为非常重要的基础科技和产业，从同常生活到尖端科技，都离不丌电源技术的参与和支持，电源技术的发展正是在这种环境中一步一步成熟起来的。
目前，国外有许多大型公司致力于电源管理类芯片的设计与研发，如Linear、Maxim、Intersil、TexasInstruments、NationalSemiconductor等；而我国则相对落后，设计水平有限。
本论文根据丌关电源的应用特点和当今市场需求，对降压型DC．DC变换器的设计进行了详细的理论分析，并在此基础上设计了一款适用于便携式系统，效率可达96％，可以外同步的双路Buck型DC．DC变换器。
该变换器采用同步整流技术，并通过外部引脚选择工作模式，最大带载600mA，非常适合对PDA、数码相机等便携式设备供电。
论文共分为六章，第一章简要介绍了丌关电源的概念、结构及发展趋势：
第二章对Buck型DC．DC的工作原理和设计考虑进行介绍；根据市场定位第三章对XDl983进行了系统级设计：
第四章从系统环路的角度对XDl983进行稳定性分析：
第血章对几个关键模块的具体电路设计进行了详细分析；第六章则给出了系统后仿真的结果：
最后是结束语。
2Buck型DC．DC变换器的设计及稳定性分析
第一章开关电源概述
§1．1开关电源简介
近年来，随着电子技术、通信和计算机产品技术的不断进步，电源技术也得到了飞速发展。
目前电源技术已逐步发展成为--I"1多学科互相渗透的综合性技术学科，它为现代通讯、电子仪器、计算机、工业自动化、电力工程、国防及某些高新技术提供高质量、高效率、高可靠性的电源。
电源的形式多种多样，现代电源发展的两个主要方面是丌关电源和线性电源。
开关电源以功耗小、效率高、体积小、重量轻的优势几乎席卷了整个电子界。
现代开关电源分为直流丌关电源和交流丌关电源两类，前者输出质量较高的直流电，后者输出质量较高的交流电。
丌关电源的核心是电力电子变换器。
电力电子变换器是应用电力电子器件将一种电能转变为另一种或多种形式电能的装置，按转换电能的种类，可分为四种类型：
①直流一直流（DC．DC）变换器，它是将一种直流电能转换成另一种或多种直流电能的变换器，是直流开关电源的主要部件：
②逆变器，是将直流电转化为交流电的电能变换器，是交流开关电源和不问断电源UPS的主要部件；③整流器，是将交流电转换为直流电的电能变换器；
④交交变频器，是将一种频率的交流电直接转换为另一种恒定频率或可变频率的交流电，或是将变频交流电直接转换为恒频交流电的电能变换器。
这四类变换器可以是单向变换的，也可以是双向变换的12l。
随着便携式设备的广泛应用，作为丌关电源的主要研究对象之一的DC．DC变换器近年来逐渐成为研究的热点话题。
§1．2DC．DC变换器回路元件及分类
一、DC．DC变换器主回路使用的元件及特性l、丌关
无论哪一种DC．DC变换器，主回路使用的元件只是电子．丌关、电感和电容。
电子丌关只有快速导通、快速关断这两种状念，并且快速的进行转换。
只有快速，状态转换引起的损耗才小。
目前使用的电子丌关多是双极型晶体管、功率场效应管，逐步普及的有绝缘栅双极晶体管（IGBT）管，还有各种特性较好的大功率丌关元件。
当然，电子丌关既可以在芯片外部，也可以集成在芯片内部，视需要而定。
2、电感
第一章开关电源概述3
电感是开关电源中常用的元件，由于它的电流、电压相位不同，因此理论损耗为零。
电感作为储能元件，也常与电容共用在输入滤波器和输出滤波器上，用于平滑电流，也称它为扼流圈。
其特点是流过其上的电流有“很大的惯性”。
换句话说，由于“磁通连续性”，电感上的电流必须是连续的，否则将会产生很大的电压尖峰波。
电感值的不同对纹波电流有显著影响。
3、电容
电容是丌关电源中常用的元件，它与电感一样，也是储存电能和传递电能的元件。
应用上，主要是吸收纹波，具有平滑电压波形的作用。
实际的电容并不是理想元件。
电容器由于有介质、接点与引出线，形成一个等效串联电阻（ESR）。
这种等效串联电阻对丌关电源中小信号反馈控制，以及输出纹波的抑制都有着不可忽略的影响。
另外电容等效电路上有一个串联的电感，有时在分析电容器的滤波效果时也是要考虑的。
电容器的选择，除了考虑有效值以外还要考虑纹波电压、耐压以及温度特性的要求。
二、DC．DC变换器的手段及分类．121
在进行降压时，把直流电压变换为另一数值的直流电压最简单的办法是串联一个电阻，这样不涉及变频的问题，显得很简单，但是效率太低。
用一个半导体功率器件作为丌关，使带有滤波器（L和／或C）的负载线路与直流电压一会儿接通，一会儿断丌，在负载上也得到另一个直流电压，这就是DC．DC的基本手段，类似于“斩波”（CHOP）作用。
DC．DC从控制手段上来说，可以分为PWM式、谐振式和它们的结合式。
每一种方式中从输入与输出之问是否有变压器隔离，又可以分为有隔离、无隔离两类。
每一类中又有六种拓扑结构：
Buck、Boost、Buck．Boost、Cuk、Sepic和Zeat。
由此可见，DC．DC的基本电路就不胜其数了。
以上是从电路拓扑结构来分类，还
有从其他角度、特征来分类的。
例如，若按激励形式不同，可分为自激式和他激式两种。
借助于变换器本身的正反馈信号实现丌关管自持周期性丌关的变换器叫做自激式变换器：
他激式变换器中丌关器件控制信号由专门的控制电路产生。
自激式包括单管式变换器和推挽式变换器两种。
他激式包括调频、调宽、调幅、谐振等几种。
目前应用较广的是脉冲调制型（PWM），它包括币激式、反激式、半桥
式和全桥式。
谐振式中有串联谐振、并联谐振、串并联谐振等线路：
按谐振式的
开关什么时候接通来分，又可分为零电流丌关和零电压丌关等。
§1．3开关电源技术发展方向
进入2l世纪，为了满足不断发展的电子产品的需要，并且随着半导体工艺水
4Buck型DC．DC变换器的设计及稳定性分析
平的不断提高，开关电源技术将有更大的发展Ill’I引。
l、高性能碳化硅功率半导体器件
可以预见，碳化硅将是2l世纪最可能成功应用的新型功率半导体器件材料，碳化硅的优点是：
禁带宽，工作温度高，通念电阻小，导热性能好，漏电流极小，PN结耐压高等等。
2、高频磁技术
（1）随着丌关电源的高频化，在低频下可以忽略的某些寄生参数，在高频下将对某些电路性能（如丌关尖峰能量、噪声水平等）产生重要影响。
尤其是磁元件的涡流、漏电感、绕组交流电阻和分布电容等，在低频和高频下的表现有很大不同。
（2）对高频磁性材料有如下要求：
损耗小，散热性能好，磁性能优越。
适用于兆赫级频率的磁性材料为人们所关注。
3、高频丌关电源的电磁兼容研究
高频开关电源的电磁兼容问题有特殊性。
丌关电源内部的控制电路必须能承受主电路及工业应用现场电磁噪声的干扰。
出于其特殊性，专门针对丌关电源的电磁兼容研究工作目前还处于起始阶段。
在电磁兼容领域，存在着许多交叉学科的前沿课题有待人们研究。
如：
传导干扰与辐射干扰建模：
丌关电源电磁兼容性（EMC）优化设计；大功率丌关电源EMC测量方法等。
4、低电压、大电流的开关电源丌发
数据处理系统的速度和效率同益提高，新一代微处理器的逻辑电压低达1．1．1．8V，而电流达50．100A。
这类设备对DC．DC变换器模块提出的要求是：
输出电压很低以提供微处理器的低逻辑电压；输出电流大以驱动其他设备；电流变化率高；响应快等等。
5、高效率、低功耗、小体积的丌关电源丌发近年来，笔记本电脑、手机、数码相机、MP3、MP4、PDA等便携式设备快
速发展，已经逐渐成为人们生活中所必须的一部分。
电源是这类设备最容易出问题的部分。
新型便携式消费电子设备的功能越来越多，但同时用户又希望它的工作时间越来越长，如何提高DC．DC芯片的效率，降低系统功耗，延长电池寿命是目前最热门的课题之一。
同时，这类设备的尺寸体积不断减小，发展小型化轻型电源也是尤为重要。
6、开关电源的仿真、测试技术随着丌关电源设计的不断复杂化，对其进行精确仿真变得越来越困难。
为仿
真丌关电源，首先要进行仿真建模。
仿真模型中应包括电力电子器件、变换器电路，磁元件和磁场分布模型，电路分布参数模型，还要考虑丌关管的热模型、可靠性模型和EMC模型。
各种模型差别很大，因此建模并不容易。
此外，开关电源的热测试、可靠性测试等技术的开发研究也是应大力发展的。
第二章Buck型DC．DC变换器的设计5
第二章Buck型DC．DC变换器的设计
如前所述，我们可以从不同的角度对变换器进行分类。
最基本的结构有Buck、Boost、Buck．Boost三种。
结构相对简单，目前应用最广的DC．DC就是降压型（Buck）DC．DC变换器。
本章对Buck型DC．DC变换器的工作原理、系统设计考虑以及性能指标进行了详细的分析和描述。
§2．1Buck型DC．DC变换器的工作原理
Buck型DC—DC又称降压型变换器、串连丌关稳压电源。
因其输出电压小于输入电压且极性相同并未与输入电压隔离而得名。
图2．1所示为Buck型DC．DC变换器的典型拓扑结构，它由开关
灌～虬RL""-LL■
管Ql、续流二极管Dl、驱动电路、
V
储能电感L、输出滤波电容C和输
感L的等效直流电阻，Rc为输出电『DI霸
R
出负载电阻R组成。
图中，RL为电
．
容C的等效串联电阻（ESR）。
图2．1Buck型DC．DC拓扑结构
根据正常工作时电感中电流是否连续，即从周期丌始时电感电流是否从零丌始，我们可将其工作模式分为连续导通模式（CCM，ContinuousConductionMode）和不连续导通模式（DCM，DiscominuousConductionMode），下面我们对Buck型DC．DC变换器的这两种工作模式的工作过程和稳念特性分别进行详细分析和说明【11．【2】．191。
为分析稳态特性，简化推导公式的过程，特作如下几点假设：
（1）丌关管Ql和续流二极管Dl可以快速的“导通”和“截止”，而且截止时漏电流为零。
（2）输出电压中的纹波电压与输出电压的比值小到允许忽略。
（3）不考虑线路阻抗。
一、连续导通工作模式．首先我们分析CCM模式下Buck型DC．DC的工作过程。
如图2．2所示，它可以分为两个工作阶段：
Ql导通，Dl截止为丌关管的导通
阶段，即充电阶段：
Ql截止，Dl导通为开关管的关断阶段，即续流阶段。
当驱动电路使丌关管Ql导通时，有电流f，=f，，流过电感线圈L，电流线性增加，存储
6Buck型DC．DC变换器的设计及稳定性分析
的磁场能量也逐渐增加。
在负载R上流过电流Io。
输出电压VOUT。
电容在充电状态。
这时二极管承受反向压降而截止：
当驱动电路使丌关管Ql截止时，流过电感L的电流减小。
由于电感线圈的作用，电感两端的电压极性发生改变以维持其电流f，不变。
这时二极管D1承受J下向偏压，为电流f，构成通路，故通常我们称Dl为续流二极管。
L中存储的磁场能量便通过续流二极管Dl传递给负载R和输出电容C。
当电感电流小于负载电流时，C便向负载放电。
此过程不断重复以维持输出电压稳定。
工作中，由于开关管Q1在每个周期的部分时间导通，所以输入电流是脉动的，并不连续，但输出电流由于是电感和电容共同供电，所以输出电流连续平稳。
图2．3表示了CCM模式下各个电流的波形。
厂一—v毗vv'-'"L1上f
RV
弋R剥R
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幽2．2（a）充电阶段等效电路（b）续流阶段等效电路
假设开关管Q1的导通时间为瓦爪．=D瓦，其中，D为导通时间与丌关周期的比值，即平时所说的占空比。
截止时1．HJ为瓦”．，．=瓦一TON=（1一Dm。
我们先来分析导通阶段，设Q1的导通电阻为R脒，则Q1号通时两端电压为：
杉群=1i．R，蚺。
电感两端的电压为：
y|．=ylN—y|塔-It．Rt．一vt’t|1j（2-11
l
对于电感而言，
巧：
￡×堕jⅣ，：
丘×△丁
“dt’L
则在导通阶段，电感电流的变化量为：
““）：
坠当丢垃׉
电感电流的匕升斜率为：
掰-2（2-4）
在续流阶段，由于电感电流不能突变，电感两7nⅣ嚣7Ⅲ
￡上
端的电压极性与导通阶段相反，DI便会正向导通
2．3Buck型Dc．Dc变换器
进行续流，设D1导通时两端电压为％，则电感两
ccM模式土要电流波形
端的电压为：
■=‰∥+圪+IL墨。
电感电流是
逐渐减小的。
则在续流阶段．电感电流的变化量为：
第二章Buck窄DC．DC变换器的设计7
Ⅳ．（_）=k半盟׉．’（2-5）
电感电流的下降斜率为：
m：
=（2-6）
￡￡
A／，“）和A／．（．）分别表示了不同阶段电感电流的变化量，即电感电流的纹波。
在
稳定系统中，两者应该是相等的，否则电感电流就会出现振荡。
由Ⅳ．（+户AI。
（_）可得：
‰=（‰一‰）。
≤嚣一圪’焘一^
=（矿0一y纛）D一％（1一D）一Ii．R。
（2．7）假设VDs、Vd和RL足够小可以忽略，则式（2-7）又可以简化为
圪川，=D‰（2·8）
由此可见，输出电压随着占空比D而变化；由于0由伏秒平衡（Volt—SecondBalance）原理可以得到相同的结论【71。
由法拉第定律可得，当电路处于稳定工作状态时，在一个周期内电感上的平均电压为0。
这就意味着施加的伏．秒（volt．second）等于释放的伏．秒（volt．second）。
对于无损转换器来说，输入的能量必须等于输出的能量。
所以对于CCM模式下的Buck型DC．DC而言，
（‰一圪∥，o正从．=K，Ⅲ．·瓦肿．（2·9）经整理同样可以得到式（2．8）。
上面的分析是在以下两个假设的前提下进行的：
1）输出电容足够大，因此电
容上的电压变化可以忽略，即电容上的电压是恒定的。
2）电容的ESR引起的输出电压的变化可以忽略。
这样的假设是合理的，因为在设计中，交流纹波电压远远小于输出电压的直流分量。
我们可以对输出电压纹波进行推导，设输出电压纹波
为av,刖．，，每个周期电容的充电电倚为Q，则
Q了112·AI，．，一；蛳（扣+知）=扛·瓦p柳
脯出电压纹龇△Volrl""-垒C=警=唑铅赶（2．11）
由图2．2和2．3可知，在整个丌关周期中流过电感的电流均流入输出电容和负
载电阻，由于输出电容的平均电流为零，所以电感的平均电流等于输出平均电流：
，“朋订=L，（2-12）
’
8Buck型DC．DC变换器的设计及稳定性分析
二、临界工作模式由于输出负载电流等于电感电流的平
2．3中所示电感电流的波形会逐渐下移。
同F
均值，所以随着负载电流的不断减小，图
时由于电感电流的纹波与负载电流无关，所以电感电流的形状基本保持不变。
当负图2．4连续导通与不连续导通的临界情况载电流减小到一定程度时，电感电流下降到零以后下一个周期马上丌始，如图2．4
所示。
这就是CCM与DCM的临界工作模式。
对于Buck型DC—DC变换器，由于系统的输入电压范围、输出电压和全负载电流一般都是用户来确定的，那么什么时候进入连续导通就由电感来决定了。
设临界负载电流为‰，则由图2．4可知：
l（憎=0．5A／|．Q·13、》
不考虑Vos、Vd和RL，结合式（2．3）和（2．8）可得：
Ⅳ^：
毕×tw：
毕×D×瓦（2-14）
‰：
竖掣警崆（2-15）
三、不连续导通工作模式当负载电流从临界情况继续减小时，就会进入不连续导通工作模式。
电感电
流下降到零，新的周期却尚未丌始：
在新周期，电感电流从零丌始线性增加。
DCM
模式可以分为三个工作阶段：
Q1导通，D1截止为充电阶段；Q1截止，Dl导通为续流阶段；Ql、D1都截止为放电阶段。
充电阶段和续流阶段同CCM模式相同，当电感中的电流减小到零时，电感中没有能量的存储，开关管此时还未打丌，这时完全靠电容C对负载放电维持输出，这就是放电阶段。
经过一段时间后，控制脉冲信号又重新使开关导通，上述过程重复发生。
DCM模式下各个电流的波形如图2．5所示。
假设充电阶段的时间为正=D。
瓦，续流阶段的时间为瓦=D：
瓦，则放电阶段
的时问为瓦=（I—D．一D：
m。
不考虑VDs、Vd和RL，在充电阶段，电感电流每个
周期都是从零丌始增加，电感电流的变化量即峰值电流为：
U。
（+）：
毕×瓦：
，脒（2-16）
在续流阶段，电感电流的变化量为：
A／。
（-）=上等x瓦（2．17）
同CCM模式下的分析一样，由u．“户Ⅳ．
（一）可得：
第一二章Buck璎DC．DC变换器的设计9
矿OI／T=‰×丧=‰×去’㈣
在DCM模式中，式（2—12）仍然成立：
IL（一}”）=10即：
（2-19）
瓦R
将式（2．16）代入上式可得：
小竽=‰‰．）×华（2
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