直流脉宽调速实验原理.docx
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直流脉宽调速实验原理
第3章直流脉宽调速实验原理
一适用于直流脉宽调速控制电路的IC芯片
一．SG3525A脉宽调制器控制电路简介
SG3525A系列脉宽调制器控制电路可以改进为各种类型的开关电源的控制性能和使用较少的外部零件。
在芯片上的5.1V基准电压调定在±1％，误差放大器有一个输入共模电压范围。
它包括基准电压，这样就不需要外接的分压电阻器了。
一个到振荡器的同步输入可以使多个单元成为从电路或一个单元和外部系统时钟同步。
在CT和放电脚之间用单个电阻器连接即可对死区时间进行大范围的编程。
在这些器件内部还有软起动电路，它只需要一个外部的定时电容器。
一只断路脚同时控制软起动电路和输出级。
只要用脉冲关断，通过PWM（脉宽调制）锁存器瞬时切断和具有较长关断命令的软起动再循环。
当VCC低于标称值时欠电压锁定禁止输出和改变软起动电容器。
输出级是推挽式的可以提供超过200mA的源和漏电流。
SG3525A系列的NOR（或非）逻辑在断开状态时输出为低。
·工作范围为8.0V到35V
·5.1V±1.0％调定的基准电压
·100Hz到400KHz振荡器频率
·分立的振荡器同步脚
二．SG3525A内部结构和工作特性
（1）基准电压调整器
基准电压调整器是输出为5.1V，50mA，有短路电流保护的电压调整器。
它供电给所有内部电路，同时又可作为外部基准参考电压。
若输入电压低于6V时，可把15、16脚短接，这时5V电压调整器不起作用。
（2）振荡器
3525A的振荡器，除CT、RT端外，增加了放电7、同步端3。
RT阻值决定了内部恒流值对CT充电，CT的放电则由5、7端之间外接的电阻值RD决定。
把充电和放电回路分开，有利于通过RD来调节死区的时间，因此是重大改进。
这时3525A的振荡频率可表为：
（3.1）
在3525A中增加了同步端3专为外同步用，为多个3525A的联用提供了方便。
同步脉冲的频率应比振荡频率fS要低一些。
（3）误差放大器
误差放大器是差动输入的放大器。
它的增益标称值为80dB，其大小由反馈或输出负载决定，输出负载可以是纯电阻，也可以是电阻性元件和电容的元件组合。
该放大器共模输入电压范围在1.8~3.4V，需要将基准电压分压送至误差放大器1脚（正电压输出）或2脚（负电阻输出）。
3524的误差放大器、电流控制器和关闭控制三个信号共用一个反相输入端，3525A改为增加一个反相输入端，误差放大器与关闭电路各自送至比较器的反相端。
这样避免了彼此相互影响。
有利于误差放大器和补偿网络工作精度的提高。
（4）闭锁控制端10
利用外部电路控制10脚电位，当10脚有高电平时，可关闭误差放大器的输出，因此，可作为软起动和过电压保护等。
（5）有软起动电路
比较器的反相端即软起动控制端8，端8可外接软起动电容。
该电容由内部Vref的50μA恒流源充电。
达到2.5V所经的时间为
。
点空比由小到大（50％）变化。
（6）增加PWM锁存器使关闭作用更可靠
比较器（脉冲宽度调制）输出送到PWM锁存器。
锁存器由关闭电路置位，由振荡器输出时间脉冲复位。
这样，当关闭电路动作，即使过流信号立即消失，锁存器也可维持一个周期的关闭控制，直到下一周期时钟信号使倘存器复位为止。
另外，由于PWM锁存器对比较器来的置位信号锁存，将误差放大器上的噪音、振铃及系统所有的跳动和振荡信号消除了。
只有在下一个时钟周期才能重新置位，有利于可靠性提高。
（7）增设欠压锁定电路
电路主要作用是当IC块输入电压小于8V时，集成块内部电路锁定，停止工作（其准源及必要电路除外），使之消耗电流降到很小（约2mA）。
（8）输出级
由两个中功率NPN管构成，每管有抗饱和电路和过流保护电路，每组可输出100mA。
组间是相互隔离的。
电路结构改为确保其输出电平或者是高电平或者是低电平的一个电平状态中。
为了能适应驱动快速的场效应功率管的需要，末级采用推拉式电路，使关断速度更快。
11端（或14端）的拉电流和灌电流，达100mA。
在状态转换中，由于存在开闭滞后，使流出和吸收间出现重迭导通。
在重迭处有一个电流尖脉冲，其持续时间约100ns。
使用时VC接一个0.1μf电容可以滤去尖峰。
另一个不足处是吸电流时，如负载电流达到50mA以上时，管饱和压降较高（约1V）。
三．IC芯片的工作
直流电源VS从15号脚引入分两路：
一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的＋5.1V基准电压，＋5.1V再送到内部（或外部）电路的其它元件作为电源。
振荡器5号脚需外接电容Cr,6号脚需外接电阻Rr。
选用不同的Cr、Rr，即可调节振荡器的频率。
振荡器的输出分为两路：
一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及二个或非门；另一路以锯齿波形式送至比较器的同相端。
比较器的反相端连向误差放大器。
误差放大器实际上是个差分放大器，它有两个输入端：
1号脚为反相输入端；2号脚为同相输入端，这两个输入端可根据应用需要连接。
例如，一端可连到开关电源输出电压V0的取样电路上（取样信号电压约2.5V），另一端连到16号脚的分压电路上（应取得2.5V的电压），误差放大器输出9号脚与地之间可接上电阻与电容，以进行频率补偿。
误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，从而在比较器的输出端出现一个随误差放大器输出电压的高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。
或非门另二输入端分别为触发器、振荡锯齿波。
最后，在晶体管A和B上分别出现脉冲宽度随V0变化而变化的脉冲波，但两者相位相差180°。
四．1525A的参数
极限参数
参数
符号
值
单位
电源电压
VCC
＋40
Vdc
集电极供电电压
VC
＋40
Vdc
逻辑输入
－
－0.3~＋5.5
V
模拟输入
－
－0.3~VCC
V
输出电流源或吸人
IO
±500
mA
基准输出电流
Iref
50
mA
振荡器充电电流
－
5.0
mA
耗散功率（塑料和陶瓷封装）
PD
1000
mW
热阻结到大气（塑料和陶瓷封装）
RθJA
100
℃/W
热阻结到外壳（塑料和陶瓷封装）
RθJC
60
℃/W
工作结温
TJ
＋150
℃
存放温度范围陶瓷封装
塑料封装
Tstg
－65~＋150
－55~＋125
℃
引线温度（焊接10秒）
TSolder
＋300
℃
推荐的工作条件
特性
符号
最小
最大
单位
电源电压
VCC
＋8.0
+35
Vdc
集电极电压
VC
+4.5
+35
Vdc
输出吸入／源电流
（待机态）
（峰值）
IO
0
0
±100
±400
mA
基准负载电流
Iref
0
20
mA
振荡器频率范围
fOSC
0.1
400
kHz
振荡器定时电阻
RT
2.0
150
kΩ
振荡器定时电容
CT
0.001
0.2
μF
去磁电阻范围
RD
0
500
Ω
工作环境温度范围
TA
0
＋70
℃
电气特性（VCC=+20Vdc，TA=T10W到Thigh，除非另有规定）
特性
符号
最小
典型
最大
单位
振基准部分
基准输出电压（TJ=＋25℃）
Vref
5.00
5.10
5.20
Vdc
线路调整（＋8.0V≤VCC≤＋35V）
Regline
－
10
20
mV
负载调整（0mA≤IL≤20mA）
Regload
－
20
50
mV
温度稳定性
ΔVref/ΔT
－
50
－
mV
总输出值，包括线性，负载和过温
ΔVref
4.95
－
5.25
Vdc
短路电流（Vref=0V，TJ=+25oC）
ISC
－
80
100
mA
输出噪声电压（10Hz≤f≤10kHz，TJ=+25oC）
Vn
－
40
200
μVrms
长期稳定性（TJ=+125oC）
Vn
－
20
50
mV/khr
振荡器部分
初始精度（TJ=+25oC）
－
－
±2.0
±6.0
％
随电压的频率稳定性
（＋8.0V≤VCC≤+35V）
－
±1.0
±2.0
％
随温度的频率稳定性
－
±0.3
－
％
最小频率（RT＝150kΩ，CT=0.2μF）
fmin
－
50
－
Hz
最大频率（RT＝2.0kΩ，CT=1.0μF）
fmax
400
－
－
kHz
电流镜象（IRT＝2.0mA）
－
1.7
2.0
2.2
mA
时钟幅度
－
3.0
3.5
－
V
时钟宽度（TJ＝＋25℃）
－
0.3
0.5
1.0
μs
同步门限
－
1.2
2.0
2.8
V
同步输入电流（同步电压＝＋3.5V）
－
－
1.0
2.5
mV
误差放大器部分（VCM＝＋5.1V）
输入失调电压
VIO
－
2.0
10
mV
输入偏置电流
IIB
－
1.0
10
μA
输入失调电流
IIO
－
－
1.0
μA
直流开环增益（RL≥10MΩ）
AVOL
60
75
－
dB
低电平输出电压
VOL
－
0.2
0.5
V
高电平输出电压
VOH
3.8
5.6
－
V
共模抑制比（＋1.5V≤VCM≤＋5.2V）
CMRR
60
75
－
dB
电源抑制率（＋8.0V≤VCC≤＋35V）
PSRR
50
60
－
dB
PWM比较器部分
最小占空比
DCmin
－
－
0
%
最大占空比
DCmax
45
49
－
%
输入门限，零占空比（注6）
VTH
0.6
0.9
－
V
输入门限，最大占空比（注6）
VTH
－
3.3
3.6
V
输入偏置电流
IIB
－
0.05
1.0
μA
软起动部分
软起动电流（Vshutdown=0V）
－
25
50
80
μA
软起动电压（Vshutdown=2.0V）
－
－
0.4
0.6
mA
关断输入电流（Vshutdown=2.5V）
－
－
0.4
1.0
mA
输出驱动器（每个输出，VCC＝＋20V）
输出低电平
（Isink=20mA）
（Isink=100mA）
VOL
－
－
0.2
1.0
0.4
2.0
V
输出高电平
（Isource=20mA）
（Isource=100mA）
VOH
18
17
19
18
－
－
V
欠压锁定（V8~V9=High）
VUL
6.0
7.0
8.0
μA
集电极泄放大电流，VC=+35V
IC（leak）
－
－
200
ns
升起时间（CL=1.0nF，TJ=25℃）
tr
－
100
600
ns
下降时间（CL=1.0nF，TJ=25℃）
tf
－
50
300
ns
关断延迟（VDS＝3.0V，CS＝0）
tds
－
0.2
0.5
μs
电源电流（VCC＝＋35V）
IOC
－
14
20
mA
二．直流脉宽调速主电路
一．可逆PWM变换器
可逆PWM变换器主电路的结构型式有H型、T型等类，H型变换器，它是由四个功率场效应管和四个续流二极管组成的桥式电路。
H型变换器在控制方式上分双极式、单极式和受限单极式三种。
下面着重分析双极式H型PWM变换器，然后再简要地说明其它方式的特点。
（一）双极式可逆PWM变换器
图3－2中绘出了双极式H型可逆PWM变换器的电路原理图。
四个功率场效应管的基极驱动电压分为两组。
VT1和VT4同时导通和关断，其驱动电压Ub1=Ub4；VT2和VT3同时动作，其驱动电压Ub2=Ub3=－Ub1。
它们的波形示于图3－3。
在一个开关周期内，当0≤t＜ton时，Ub1和Ub4为正，功率场效应管VT1和VT4导通；而Ub2和Ub3为负，VT2和VT3截止。
这时，＋Us加在电枢AB两端，UAB＝Us，电枢电流id沿回路1流通。
ton≤t＜T时，Ub1和Ub4变负，VT1和VT4截止；Ub2、Ub3变正，但VT2、VT3并不能立即导通，因为在电枢电感释放储能的作用下，id沿回路2经VD2、VD3续流，在VD2、VD3上的压降使VT2和VT3c~e极承受着反压，这时，UAB＝－Ub。
UAB在一个周期内正负相间，这是双极式PWM变换器的特征，其电压、电流波形示于图3－3。
由于电压UAB的正、负变化，使电流波形存在两种情况，如图3－3中的id1和id2。
id1相当于电动机负载较重的情况，这时平均负载电流大，在续流阶段电流仍维持正方向，电机始终工作在第一个象限的电动状态。
id2相当于负载很轻的情况，平均电流小，在续流阶段电流很快衰减到零，于是VT2和VT3两端失去反压，在负的电源电压（－Us）和电枢反电动势的合成作用下导通，电枢电流反向，沿回路3流通，电机处于制动状态。
与此相仿，在0≤t＜ton期间，当负载轻时，电流也有一次倒向。
这样看来，双极式可逆PWM变换器的电流波形和不可逆但有制动电流通路的PWM变换器也差不多，怎样才能反映出“可逆”的作用呢？
这要视正、负脉冲电压的宽窄而定。
当正脉冲较宽时，ton＞T／2，则电枢两端的平均电压为正，在电动运行时电动机正转。
当正脉冲较窄时，ton＜T／2，平均电压为负，电动机反转。
如果正、负脉冲宽度相等，ton＝T／2，平均电压为零，则电动机停止。
图3－3所示的电压、电流波形都是在电动机正转时的情况。
双极式可逆PWM变换器电枢平均端电压用公式表示为：
（3－2）
仍以ρ＝Ud／Us来定义PWM电压的占空比，则ρ与ton的关系与前面不同了，现在
（3－3）
调速时，ρ的变化范围变成－1≤ρ≤1。
当ρ为正值时，电动机正转；ρ为负值时，电动机反转；ρ＝0时，电动机停止。
在ρ＝0时，虽然电机不动，电枢两端的瞬时电压和瞬时电流却都不是零，而是交变的。
这个交变电流平无值为零，不产生增均转矩，徒然增大电机的损耗。
但它的好处是使电机带有高频的微振，起着所谓“动力润滑”的作用，消除正、反向时的静摩擦死区。
双极式PWM变换器的优点如下：
（1）电流一定连续；
（2）可使电动机在四象限运行；（3）电机停止时有微振电流，能消除静摩擦死区；（4）低速时，每个功率场效应管的驱动脉冲仍较宽，有利于保证功率场效应管可靠导通；（5）低速平稳性好，调速范围可达20000左右。
双极式PWM变换器的缺点是：
在工作过程中，四个功率场效应管都处于开关状态，开关损耗大，而且容易发生上、下两管直通（即同时导通）的事故，降低了装置的可靠性。
为了防止上、下两管直通，在一管关断和另一管导通的驱动脉冲之间，应设置逻辑延时。
（二）单极式可逆PWM变换器
为了克服双极式变换器的上述缺点，对于静、动态性能要求低一些的系统，可采用单极式PWM变换器。
其电路图仍和双极式的一样（图3－2），不同之处仅在于驱动脉冲信号。
在单极式变换器中，左边两个管子的驱动脉冲Ub1=－Ub2，具有和双极式一样的正负交替的脉冲波形，使VT1和VT2交替导通。
右边两管VT3和VT4的驱动信号就不同了，改成因电机的转向而施加不同的直流控制信号。
当电机正转时，使Ub3恒为负，Ub4恒为正，则VT3截止而VT4常通。
希望电机反转时，则Ub3恒为正Ub4恒为负，使VT3常通而VT4截止。
这种驱动信号的变化显然会使不同阶段各功率场效应管的开关情况和电流流通的回路与双极式变换器相比有所不同。
当负载较重因而电流方向连续不变时各管的开关情况和电枢电压的状况列于表3－1中，同时列出双极式变换器的情况以资比较。
负载较轻时，电流在一个周期内也会来回变向，这时各管导通和截止的变化还要多些，可以自行分析。
表3－1中单极式变换器的UAB一栏表明，在电动机朝一个方向旋转时，PWM变换器只在一个阶段中输出某一极性的脉冲电压，在另一阶段中UAB＝0，这是它所以称作“单极性”变换器的原因。
正因为如此，它的输出电压波形和占空比的公式又和不可逆变换器一样了。
表3－1双极式和单极式可逆PWM变换器的比较（当负载较重时）
控制
方式
电机
方向
0≤t＜ton
ton≤t＜T
占空比
调节范围
开头状况
UAB
开关状况
UAB
双
极
式
正转
VT1、VT4导通
VT2、VT3截止
＋Us
VT1、VT4截止
VD2、VD3续流
－Us
0≤ρ≤1
反转
VD1、VD4续流
VT2、VT3截止
＋Us
VT1、VT4截止
VT2、VT3导通
－Us
－1≤ρ≤0
单
极
式
正转
VT1、VT4导通
VT2、VT3截止
＋Us
VT4导通，VD2续流
VT2、VT3截止，
VT2不通
0
0≤ρ≤1
反转
VT3导通、VD1续流
VT2、VT4截止
VT1不通
0
VT2、VT3导通
VT1、VT4截止
－Us
－1≤ρ≤0
由于单极式变换器的功率场效应管VT3和VT4二者之中总有一个常通，一个常截止，运行中无须频繁交替导通，因此和双极式变换器相比开关损耗可以减少，装置的可靠性有所提高。
（三）受限单极式可逆PWM变换器
单极式变换器在减少开关损耗和提高可靠性方面要比双极式变换器好，但还是有一对功率场效应管VT1和VT2交替导通和关断，仍有电源直通的危险。
再研究一下表3－1中各功率场效应管的开关状况，可以发现，当电机正转时，在0≤t＜ton期间，VT2是截止的，在ton≤t＜T期间，由于经过VD2续流，VT2也不能。
既然如此，不如让Ub2恒为负，使VT2一直截止。
同样当电动机反转时，让Ub1恒为负，VT1一直截止。
这样，就不会产生VT1、VT2直通的故障了。
这种控制方式称作受限单极式。
受限单极式可逆变换器在电机正转时Ub2恒为负，VT2一直截止，在电机反转时，Ub1恒为负，VT1一直截止，其它驱动信号都和一般单极式变换器相同。
如果负载较重，电流id在一个方向内连续变化，所有的电压、电流波形都和一般单极式变换器一样。
但是，当负载较轻时，由于有两个功率场效应管一直处于截止状态，不可能导通，因而不会出现电流变向的情况，在续流期间电流衰减到零后，波形便中断了，这时电枢两端电压跳变到UAB＝E，如图3－3所示。
这种轻载电流断续的现象将使变换器的外特性变软，和V－M系统中的情况十分相似。
它使PWM调速系统的静、动态性能变差，换来的好处则是可靠性的提高。
电流断续时，电枢电压的提高把平均电压也提高了，成为
令E≈Ud，则
由此求出新的负载电流系数：
（3－3）
由于T≥td，因而
≥
，但
之值仍在－1~＋1之间变化。
三脉宽调速系统的开环机械特性
在稳态情况下，脉宽调速系统中电动机所承受的电压仍为脉冲电压，因此尽管有高频电感的平波作用，电枢电流和转速还是脉动的。
所谓稳态，只是指电机的平均电磁转矩与负载转矩相平衡的状态，电枢电流实际上是周期性变化的，只能算作是“准稳态”。
脉宽调速系统在准稳态下的机械特性是其平均转速与平均转矩（电流）的关系。
不论是带制动电流通路的不可逆PWM电路，还是双极式和单极式的可逆PWM电路，其准稳态的电压、电流波形都是相似的。
由于电路中具有反向电流通路，在同一转向下电流可正可负，无论是重载还是轻载，电流波形都是连续的，这就使机械特性的关系式简单得多。
只有受限单极式可逆电路例外，后面将单独讨论。
对于带制动作用的不可逆电路和单极式可逆电路，其电压方程已如下：
（0≤t＜ton）
（ton≤t＜T）
对于双极式可逆电路，只有第二个方程中的电源电压改为－Us，其余不变
（0≤t＜ton）（3－4）
（ton≤t＜T）（3－5）
无论是上述哪一种情况，一个周期内电枢两端的平均电压都是Ud＝ρUs（只是ρ值与ton和T的关系不同），平均电流用Id表示，平均电磁转矩为Teav＝CmId，而电枢回路电感两端电压L
的平均值为零。
于是，式（3－4）、（3－5）的平均值方程都可写成
（3－6）
则机械特性方程式为
（3－7）
或用转矩表示
（3－8）
其中理想空载转速n0=
与占空比ρ成正式。
图3－5绘出了第一、二象限的机械特性，它适用于带制动作用的不可逆电路，可逆电路的机械特性与此相仿，只是扩展到第三、四象限而已。
对于受限单极式可逆电路，电机在同一旋转方向下电流不能反向，轻载时将出现电流断续情况，平均电压方程式（3－6）便不能成立，机械特性方程要复杂得多。
但是，由图3－4的电压波形可以定性地看出，当占空比一定时，负载越轻，即平均电流越小，则电流中断（此时UAB＝E）的时间越长。
照此趋势，在理想空载时，Id=0,只有转速升高到使E＝US才行。
因此不论ρ为何值，理想空载转速都会上翘到nos=Us/Ce。
四．直流脉宽调速逻辑延时环节
在可逆PWM变换器中，跨接在电源两端的上、下两个功率场效应管经常交替工作（见图3－2）由于功率场效应管的关断过程中有一段存储时间ts和电流下降时间t1，总称关断时间toff。
在这段时间内功率场效应管并未完全关断。
如果在此期间另一个功率场效应管已经导通，则将造成上下两管直通，从而使电源正负极短路。
为了避免发生这种情况，设置了由R、C电路构成的逻辑延时环节DLD，保证在对一个管子发生关闭脉冲后，延时t1d后再发出对另一个管子的开通脉冲（如Ub2）。
由于功率场效应管导通时也存在开通时间，延时时间t1d只要大于功率场效应管的存储时间ts就可以了。
在逻辑延时环节中还可以引入保护信号，例如瞬时动作的限流保护信号，一旦桥臂电流超过允许最大电流值时，使VT1、VT4（或VT2、VT3）两管同时封锁，以保护功率场效应管。
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