模电练习题整理Word格式文档下载.docx

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故该PNP管发射结反偏，集电结正偏，工作在倒置状态。

2.3对图P2.3所示各三极管，试判别其三个电极，并说明它是NPN管还是PNP管，估算β值。

（a）因为iB<

iC<

iE，故①、②、③脚分别为集电极、发射极和基极。

由电流流向可知是NPN管：

（b）①、②、③脚分别为基极、集电极和发射极。

由电流流向知是PNP管

2.7图P2.7所示三极管放大电路中，电容对交流信号的容抗近似为零，us=sinωt（mV），三极管参数为β=80，UBE（ON）=0.7V，rbb′=200Ω，试分析：

（1）计算静态工作点参数IBQ、ICQ、UCEQ；

（2）画出交流通路和小信号等效电路；

（3）求uBE、iB、iC、uCE。

（1）计算电路的静态工作点

（2）画出放大电路的交流通路和小信号等效电路如图解P2.7（a）、（b）所示

（3）动态分析，求交流量ube、ib、ic、uc由于IEQ≈1.92mA，故可求得

2.11场效应管的转移特性曲线如图P2.11所示，试指出各场效应管的类型并画出电路符号；

对于耗尽型管求出UGS（off）、IDSS；

对于增强型管求出UGS（th）。

（a）由于uGS可为正、负、零、故为耗尽型MOS管；

由于uGS（off）=－8<

0，故为N沟道耗尽型MOS管，其电路符号如图解P2.11（a）所示。

由图P2.11（a）可得IDSS=4mA。

（b）由于uGS≤0，故为N沟道结型场效应管，其电路符号如图解P2.11（b）所示。

由图P2.11（b）可得UGS（off）=－5V，IDSS=5mA。

（c）由于uGS可为正、负、零，且UGS（off）=2V，故为耗尽型PMOS管，电路符号如图解P2.11（c）所示。

由图P2.11（c）可得UGS（off）=2V,IDSS=2mA.

（d）由于uGS>

0，故为增强型NMOS管，电路符号如图解P2.11（d）所示，由图P2.11（c）可得UGS（th）=1V。

2.12场效应管的输出特性曲线如图P2.12所示，试指出各场效应管的类型并画出电路

符号；

（a）由于uGS可为正、负、零，UGS（off）=－1.5V，故为耗尽型NMOS管，电路符号如图解P2.12（a）所示。

由图P2.12（a）可得，uGS=0V时的漏极饱和电流值为IDSS≈0.8mA.

（b）由于uGS>

0，故为增强型NMOS管，电路符号如图解P2.12（b）所示。

由图P2.12（b）可得UGS（th）=2V

（C）由于UGS≤0，故为N沟道结型场效应管，电路符号如图解P2.12（c）所示。

由图2.12（c）可得UGS（Off）=－4V，IDSS=4mA

（d）由于uGS＜0，故为增强型PMOS管，电路符号如解图P2.12（d）所示。

由图2.12（d）可得UGS（th）=-1V。

3.2放大电路如图P3.2所示，已知三极管β=100，rbb′=200Ω，UBEQ=0.7V，试

（1）计算静态工作点ICQ、UCＥQ、IBQ；

（2）画出H参数小信号等效电路，求Au、Ri、Ro；

（3）求源电压增益Aus。

（1）求静态工作点

3.4放大电路如图P3.4所示，已知三极管的β=100，rbb’=200Ω，UBEQ=0.7V，试：

（1）求静态工作点ICQ、UCEQ；

3.10共集电极放大电路如图P3.10所示，已知β=100,rbb’=200Ω，UBEQ=0.7V。

试：

（1）估算静态工作点ICQ、UCEQ；

（2）求Au=uo/ui和输入电阻Ri、输出电阻Ro。

（1）估算静态工作点由图可得

3.31电路如图P3.31所示，UCES≤2V，试回答下列问题：

（1）ui=0时，流过RL的电流有多大？

（2）R1、R2、V3、V4各起什么作用？

（3）为保证输出波形不失真，输入信号ui

的最大振幅为多少？

管耗为最大时，求Uim。

（1）因电路对称，V1与V2的静态电流

相等，所以静态（ui=0）时，流过RL的

电流等于零。

（2）R1、R2、V3、V4构成功率管V1、V2的正向偏压电路，当二极管V3、V4两端压降合适时，可使V1、V2管有小的正向偏置电压而处于临界导通状态，从而可消除交越失真。

（3）为保证输出波形不产生饱和失真，则要求输入信号最大振幅为Uimm≈Uomm=VCC－UCES=12－2=10V管耗最大时，输入电压的振幅为

3.33电路如图P3.33所示，为使电路正常工作，试回答下列问题：

（1）静态时电容C上的电压是多大？

如果偏离此值，应首先调节RP1还是RP2？

（2）设RP1=R=1.2kΩ，三极管β=50，V1、V2管的PCM=200mW，若RP2或二极管断开时是否安全？

为什么？

（3）调节静态工作电流，主要调节RP1还是RP2？

（4）设管子饱和压降可以略去，求最大不失真输出功率、电源供给功率、管耗和效率。

（1）静态时电容C两端电压应等于电源电压的1/2，即UC=6V。

如果偏离此值，应调节RP1。

（2）当RP2或二极管断开后，VCC将通过RP1、R给V1、V2发射结提供正向偏置，可写出

V1、V2管所受的集电极功耗为PC1=PC2=220×

6mW=1320mW由于PC1=PC2》PCM（220mW），因此V1、V2功耗过大损坏。

（3）欲调节V1、V2管静态工作点电流，则主要应调节RP2。

因改变RP2的大小，将改变加在V1、V2基极与发射极之间的正向偏压的大小，从而可调节两管的静态工作点电流。

（4）求最大不失真输出功率、直流电源供给功率、管耗及效率因为

4.4分析图P4.4所示各电路中的交流反馈（若为多级电路，只要求分析级间反馈）：

（1）是正反馈还是负反馈；

（2）对负反馈放大电路，判断其反馈类型。

（a）图（a）中，R4为反馈元件，引入串联反馈，故反馈信号为uf，可标出uf、净输入电压uid如图解P4.4（a）所示。

设该图中的ui瞬时极性为正，并用表示，则可得'

iu、uf的瞬时极性也为正，而

若令uo=0，该反馈仍将存在，故为电流反馈。

因此，该电路为电流串联负反馈放大电路。

（b）图（b）中RS为反馈元件，引入串联反馈，可标出反馈电压uf、净输入电压uid如图解P4.4（b）所示。

设ui的瞬时极性为正，则可得uf的瞬时极性也为正，而uid=ui-uf，故引入的是负反馈。

由于uf=uo，反馈取样于输出电压，故为电压反馈。

因此，这是电压串联负反馈放大电路。

（c）图（c）中，R7为级间反馈元件，引入级间串联反馈，可标出uf、uid如图解P4.4（c）所示。

设ui对地的瞬时极性为正，则可得iu'

对地的瞬时极性为正、uo1对地的瞬时极性为负，uo2对地的瞬时极性为正，由于

故uf的瞬时极性也为正，而uid=ui−uf'

，故引入的是负反馈。

若令uo=0，由图可见反馈仍存在，故为电流反馈。

因此，这是电流串联负反馈放大电路。

（d）图（d）中，由连线NA引入并联反馈，可标出ii、if、iid如图解P4.4（d）所示。

设ui对地的瞬时极性为正，则可得ii的瞬时极性为正，uo’对地的瞬时极性为负，输出电流io的实际流向如图所示，而if=io，故if的瞬时极性也为正，而iid=ii-if，故引入的是负反馈。

由于if=io，反馈信号取样于io，故为电流反馈。

因此，这是电流并联负反馈放大电路。

（e）图（e）中，级间反馈元件为R5，引入并联反馈，可标出ii、if、iid如图解P4.4

（e）所示。

设ui对地的瞬时极性为正，则可得ii、uo1的瞬时极性均为正，uo的瞬时极性为负，故if的瞬时极性也为正，而iid=ii-if，故引入的是负反馈。

令uo=0时，反馈将消失，故为电压反馈。

因此，这是电压并联负反馈放大电路。

（f）图（f）中，级间反馈元件为R3、RE，引入并联反馈，可标出ii、if、iid如图解

P4.4（f）所示。

设ui对地的瞬时极性为正，则可得ii极性为正，uo1对地极性为负，uo3对地极性为正，故if的瞬时极性为负，而iid=ii-if，故引入的是正反馈。

4.7分析图P4.7所示各深度负反馈放大电路；

（1）判断反馈类型；

（2）写出电压放大倍数

的表达式。

解:

（a）图（a）中，R4、R6构成级间交流反馈网络，引入串联反馈，可标出反馈电压uf如图解P4.7（a）所示。

若令uO=0，这种反馈将会消失，故为电压反馈。

由于是深度串联负反馈放大电路，有uf≈ui。

（b）图（b）中，R3、R4、A3电路和R7、R8共同构成级间反馈网络，引入串联反馈，可标出反馈电压uf如图解P4.7（b）所示。

若令uo=0，则反馈消失，故为电压反馈。

由于电路构成深度串联负反馈放大电路，故有uf≈ui。

由图解P4.7（b）可得

4.8分析图P4.8所示各反馈电路：

（1）标出反馈信号和有关点的瞬时极性，判断反馈性质与类型；

（2）设其中的负反馈放大电路为深度负反馈，估算电压放大倍数、输入电阻和输出电阻。

（a）图（a）中，R1、R3构成级间反馈网络,引入串联反馈，可标出反馈信号uf如图解P4.8（a）所示。

设ui的瞬时极性为正，则得uo1对地极性为负，uo的对地极性为正，

，故uf极性也为正，而uid=ug-u1g2=ui-uf，故uf削弱了净输入信号，引

入的是负反馈，由于uf取样于uo，故为电压反馈。

由于电路构成深度电压串联负反馈放大电路，故uf≈ui，Rif→∞，Rof≈0。

因此闭环电压放大倍数为

输入电阻为Ri=R1+Rif→∞

输出电阻为Ro=Rof≈0

（b）图（b）中，R2引入了级间反馈，为并联反馈，可标出if、ii、iid如图解P4.8（b）所示。

设ui的瞬时极性为正，则得ii的极性为正，uo1的对地极性为负，uo的对地极性也为负，故if的极性为正。

由于iid=ii-if，if削弱了净输入信号，故为负反馈。

由于电路构成深度电压并联负反馈放大电路，故if≈ii，Rif≈0，Rof≈0。

由于Rif≈0，故uA≈0

5.9已知某放大电路的幅频波特图如图P5.9所示。

试问：

（1）该放大电路的耦合方式？

（2）该电路由几级放大电路组成？

（3）中频电压放大倍数和上限频率为多少？

（4）f=1MHz、10MHz时附加相移分别为多大

（1）由于低频段没有转折频率，所以该放大电路为直接耦合方式。

（2）由于幅频特性高频段有两个转折频率，f1=1MHz、f2=10MHz。

在1~10MHz

频率之间波特图斜率为-20dB/+倍频，当频率大于10MHz后曲线按斜率为-40dB/+倍频变化，说明有两个三极管的等效结电容影响高频段特性，故该放大电路由两级组成。

（3）中频电压放大倍数即为低频电压放大倍数，由于20lgusmA=60dB所以Ausm=1000倍。

由于fH2=10fH1，所以放大电路的上限频率为fH≈fH1=1MHz

（4）f1=1MHz时，附加相移

f1=10MHz时，附加相移

5.10已知某放大电路的频率特性表达式为

试问该放大电路的中频增益、下限和上限频率各为多大？

将给出的频率特性表达式变换成标准形式，即

5.11已知负反馈放大电路的环路增益幅频波特图如图P5.11所示，试判断该反馈放大电路是否稳定。

6.1运算电路如图P6.1所示,试分别求出各电路输出电压的大小。

6.7反相加法电路如图P6.7（a）所示，输入电压uI1、uI2的波形如图P6.7（b）所示，试画

出输出电压uo的波形（注明其电压变化范围）。

6.9在图P6.9所示的积分电路中，若R1=10kΩ，CF=1μF，uI=-1V,求uo从起始值0V达到+10V所需的积分时间。

（1）由图（a）所示的积分电路可得

可见，在uI=-3V时，uo线性增大，最大值为10V；

在uI=3V时，uo线性减小，最小值为-10V。

由于uo值小于集成运放最大输出电压值（15V），故输出电压与输入电压间为线性积分关系。

由于uI为对称方波，故可作出uo波形如图解P6.10所示，为三角波。

（2）由图（b）所示的微分电路可得

6．11图P6.11所示电路中，当t=0时，uC=0，试写出uO与uI1、uI2之间的关系式。

根据虚地，可得

6.13由理想运放构成的放大电路如图P6.13所示，试分别求出各电路的中频电压放大

倍数及下限截止频率。

6.17有源低通滤波器如图P6.17所示，已知R=1kΩ、C=0.16μF，试求出各电路的截

止频率，并画出它们的幅频特性波特图。

8.11迟滞电压比较器如图P8.11所示，试画出该电路的传输特性；

当输入电压为usint（V）I=4ω时，试画出输出电压uO的波形。

8.12迟滞比较器如图P8.12所示，试计算门限电压UTH、UTL和回差电压，画出传输特性；

当u6sint（V）I=ω时，试画出输出电压uO的波形。

8.13迟滞比较器如图P8.13所示，试分别画出UREF=0V和UREF=2V时的传输特性。

当uP略大于或小于UREF时，比较器输出电平发生跳变。

当uP>

UREF时，输出为高电平UOH≈6V，则

9.1图P9.1所示桥式整流电容滤波电路中，已知RL=50Ω，C=2200μF，交流电压有效值U2=20V，f=50HZ，试求输出电压UO（AV），并求通过二极管的平均电流ID（AV）及二极管所承受的最高反向电压URM。

9.2已知桥式整流电容滤波电路中负载电阻RL=20Ω，交流电源频率为50Hz，要求输出电压UO（AV）=12V，试求变压器二次电压有效值U2，并选择整流二极管和滤波电容。

变压器二次电压的有效值为

9.7三极管串联型稳压电路如图P9.7所示。

已知R1=1kΩ，R2=2kΩ，Rp=1kΩ，RL=100

Ω，UZ=6V，UI=15V，试求输出电压的调节范围以及输出电压为最小时调整管所承受的功

耗。