三相交错并联Boost+DCDC变换器设计与研制.pdf

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第40卷第2期2006年4月电力电子技术PowerElectmnicsV0140No2April，2006三相交错并联BoostDCDC变换器设计与研制胡炎申，谢运祥（华南理工大学，广东广卅I510640）摘要：

电压调整模块（VoltageRegulatorModule，简称vRM）广泛使用多相交错并联技术，以实现快速的动态响应且极大地降低输出电流纹波。

本文以一个大功率的三相交错并联Boost变换器作为设计实例，详细说明了其工作原理及主要器件的设计与选用；论证了该项技术用于BoostDc，Dc变换器的多种优点。

从而证明了多相交错并联技术的先进性和实用性。

关键词：

电源：

变换器，通信电源；分布式电源中图分类号：

TM46。

TN86文献标识码：

A文章编号：

1000lOOX（2006）02004503DesignandIIIIplementof3Ch锄elsInterleavedBoostDC，DCConver钯rHUYanshen。

XIEYun-xiang（Son琥醌iM洳瑙蚵矿死c加妞y，G姗够伽510640，蕊讹）Abstnct：

VRM（VoltageRegul撕ModIlle）wid由usestlle溉lllljqueofmultichallllekinterleavedinoIdert0getquickd）rIl锄ic麟ponse蚰dloweroutputripplecu鹏ntTheope枷ont11eory，d商印ands幽ti明of砌npansaI-edescribedusingalargepow班3-cha衄elsinterleavedBoostcon咖asanex踟ple，tod锄onstra【tetheadv锄ta=ges0fB00st【，C【Cconverter埘tIlmul石ch明nekintedeaved髋hnique，andpmvestIIeadvancesand畔ticali移Keywords：

powersupply；conveIte】如ommunicatepowersupp峥；distributepversupply1引言通信电源及分布式电源主要由前级高频整流器、中间级电池组和后级DCDC变换器组成。

DCDC变换器的输入部份通常采用大功率Boost变换器，以将前级与中间级的直流电压提升至一定的幅度，从而更方便地形成所需提供给负载的各种电压。

INTELCPU广泛用于IT工业。

但其对电源的要求越来越严格，需要提供更低的电压，更大的电流及更快的动态响应。

为了改进Buck类型电压调整模块（VoltageRegIllatorModule，简称VRM）的动态响应要求。

需迸一步减小主电感及输出滤波电容，因而美国电力电子系统中心1997年提出了基于多相交错并联Buck变换器的VRMfl2】。

后来业界广泛采用了这一思想提出了多种控制模式的专用芯片，并已陆续证明这是一种较好的电路结构【3l。

不但能改进动态响应，降低输出电流纹波，而且也提高了效率，改进了热设计。

传统的Boost变换器需要使用大而笨重的主电感，这是变换器最重的一个器件，在电路板上不易安装，并增大了变换器的体积，造成电路板的机械负荷增大。

在一定程度上也降低了工作的可靠性。

当输入定稿日期：

2005一0822作者简介：

胡炎申（1974一），男，湖北大冶人，硕士研究生。

研究方向为高频开关电源磁集成与小信号建模技术。

电流较大时BoostPFC的变频电流断续模式的多相交错并联技术与常规ZVS和ZCS软开关电流连续模式拓扑相比，在工作效率、成本等方面都具有较多的优点f4】，但其开关管电流应力较大。

为了克服上述弱点，本文将多相交错并联技术用于电流连续模式BoostDCDC变换器中，但并未从改进动态响应的观点出发，而是以减小电流纹波，改进工作效率等为目的。

同时从多方面说明了这种拓扑在工业实践中具有的先进性和实用性。

2三相交错并联BoostDCDC变换器的工作原理图1示出的3个交错并联BoostDCDC变换器均工作在电感电流连续和峰值电流工作模式。

除了常规Boost的功率开关管、功率二极管及主电感外，分别有3套各自相对独立的PWM产生电路但共用1套电压误差放大器，以达到较好的均流效果。

图l三相交错并联Boost拓扑在实际电路中。

3套功率开关管、功率二极管及主电感等电气参数完全相同。

另外，分别使用3片UC3843芯片但仅使用其中一个UC3843中的电压45万方数据第40卷第2期2006年4月电力电子技术PowerElectronicsV0140No2April，2006误差放大器，3个芯片的pin。

输出信号并联在一起，而其它两个芯片的pin：

均接至地端，这样可共用1套电压误差放大器。

另外，为了实现三相交错并联，各相需外加各自错开1200的同步信号，使用一些简单的数字芯片就可达到该功能。

图2示出多相交错并联Buck变换器归一化的输出纹波电流i。

与占空比D、交错并联相数咖的关系。

可见。

同步整流Buck变换器使用多相交错并联技术能大大降低i拶，同时也可大大降低输入电流纹波im这样，可使用很小的EMI差模滤波器，而非常n705n3nIO图2规Buck变换器在输入端必须使用非常大的差模电感。

因此多相交错并联技术应能达到更好的传导EMI性能。

3主电感的设计及功率器件的选用由于交错并联的3套主电路完全对称因而在下述电路设计和器件选用中仅选择一相作为例子。

各相的最大输入电流为：

五n1=善生r

（1）。

Tluh勰式中尸：

。

I-一输出功率r工作效率U。

甜一最低输入电压变换器的最大占空比为：

D。

=l一警

（2）U式中输出电压31主电感的设计由于Boost变换器工作在电流连续工作模式因此可求得主电感量为：

L删n_号豢尝3）式中K广一电感电流纹波系数疋。

一开关频率最大的电流纹波将发生在输入为U2处，玑她t一=等丢砉（4）由于通过电感的平均电流很大所以应适当选择环形铁硅铝磁芯。

最大峰值电感电流为：

厶lp_，i。

l+型警坠（5）电感电流的最大波谷值为：

厶。

v-，j。

广垒缺一（6）磁芯中存储的能量为：

n一生尝（7）选定环形磁芯的填充系数K。

瑚=O35，可以根据磁芯截面积与窗口面积的乘积确定磁芯尺寸该面积的乘积为：

A产最孑（8）电感的绕组圈数为：

-讥腼私。

（9）由式（3）和式（7）可见，若设定三相交错并联与单相普透Boost相同的墨，则前者每相主电感的大小约为后者的19。

这将大大减小初始大而笨重的电感尺寸。

并且三相并联结构均匀分布电感的重量，提高了电路板安装的可靠性。

32功率开关管的选用及损耗计算流过功率MOSFET的电流有效值为：

，珊。

=善o、瓦刃孑再忑丽（10）JPc。

=，啪1璃也l（。

）（11）式中R出，（堋）功率MOSFET的漏源极导通电阻功率MOSFET的开通损耗为：

名。

l-丛丛丝喾必（12）o式中t，。

上升时间关断损耗为：

越，：

当型薹氢U式中f。

下降时间驱动损耗为：

民。

vM。

=Q。

，玩矗式中以，一驱动信号的幅度QgJ栅极电荷33功率二极管的选用及损耗计算流过功率二极管的电流有效值为：

k。

=!

丢哳F瓦汉瑶砸五丽流过功率二极管的电流平均值为：

，一（厶lv-厶1p。

_，Ll。

D。

+厶1。

）AVGvI）l一一二Pc。

vol-，忧vI）1yFl式中yrt功率二极管的导通压降4实验结果及其分析设计并研制了一台BoostDCDC通信电源。

其基本电气参数：

输出功率P叫=590W，=66V，最低以。

晡n_20V，最高输入电压。

-60V，厶=150kHz，并联相数西-3，取K产30，电流密度乒6从nm2。

在以。

=20V时，i。

l=99A，D。

=07，厶l。

：

51A，厶I。

=1195A，厶l产772A，厶向n_25“H。

选用环形铁硅铝磁芯234090，其Af=76nH，则由计算得出=18。

功率开关管的电流有效值为8269A：

功率二极管的电流有效值为5452A，且其电流平均值为2979A。

功率开关管选用IRFB47lO。

其Rdsl（。

）=14mQ，Qgl=170nC，C。

l=440pF，t，l=130ns，t。

=38ns。

由此可得，导通损耗为168W；开通损耗为、，、，、，、，、，好M坫怕LLLL，L万方数据三相交错并联B00stDCDC变换器设计与研制2748W；关断损耗为076W；驱动损耗为0344W；三相功率开关管的总损耗为16213W。

功率二极管选用S，IPS20H100，其yFl-077V，由此可得其开通损耗为2294W；三相功率二极管的总损耗为688lW。

图3分别给出以n_20V和Un_60V时的驱动信号“。

和电感电流如，的实验波形。

通过实验可知，由于三相波形错开120。

，驱动信号稳定，且达到了较好的均流效果，在U。

=20V情况下，各相之间的屯差异仅约为02A，ii。

也大大降低。

电感电流纹波比计算值略大，主要原因是：

（驼0V只是显示的U。

嘶但该电压实为输入端试验电源的输出电压。

考虑线损等其它因素，Boost变换器输入端的实际电压估计约为195V；由于采用铁硅铝磁芯。

其M值受磁化力日的影响很大，在U。

耐。

的情况下，屯较大，造成磁芯的有效u值下降该数值估计在初始值的75左右。

蛙芝罩蛙芝=1mf：

I。

ll：

；If-：

k；L9。

；ni：

一，、o-，Ll-“难芝苞廷l呈主口，7MH2（c）l50kHz一30MH2图4与町的曲线和不同频段下的传导EMI曲线5结论更高的可靠性、更大的功率密度及更高的工作效率是通信电源的发展趋势。

本文设计与研制了一台输出功率为590W的BoostDCDC变换器通过采用多相交错并联的方法，可不再使用大而笨重的常规电感，输出仅使用4个并联的220斗F铝电解电容：

但在低至20V的直流输入电压下达到超过92的工作效率：

且因能使用更小规格的功率器件，在一定程度上提高了整机的可靠性：

同时降低了输入电流纹波，可达到更好的电磁兼容性能。

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