详细移相全桥设计.pdf

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2010MicrochipTechnologyInc.DS01335A_CN第1页AN1335摘要摘要本应用笔记介绍如何采用相移全桥（Phase-ShiftedFull-Bridge，PSFB）拓扑以数字方式实现200W四分之一砖直流/直流转换器，该转换器可将电信输入36VDC-76VDC转换为输出12VDC。

此拓扑结合了脉宽调制（Pulse-WidthModulation，PWM）控制和谐振转换的优点。

MicrochipTechnologyInc.推出的dsPIC33F“GS”系列数字信号控制器（DigitalSignalController，DSC）用于对开关电源转换器进行数字控制。

dsPIC33F“GS”系列器件的架构结合了专用数字信号处理器（SignalProcessor，DSP）和单片机。

这些器件支持当今电源行业所使用的所有功率转换高新技术。

除此之外，dsPIC33F“GS”系列器件还能控制闭环反馈、电路保护、故障管理和报告、软启动以及输出电压排序。

基于DSC的开关电源（SwitchedModePowerSupply，SMPS）设计可减少元件数量，并且所具备的高可靠性和灵活性能让模块化构造重复使用设计。

选择适合的PWM模块、模数转换器（Analog-to-DigitalConverter，ADC）、模拟比较器、振荡器和通信端口等外设对于设计优质电源而言十分关键。

本文还将基于MATLAB的模拟结果与实际测试结果相比较，并在随后章节展开讨论。

简介简介近来，中间总线转换器（IntermediateBusConverter，IBC）在电信电源行业中日趋流行。

大多数电信和数据通信系统都包含ASIC、FPGA和集成式高端处理器。

这些系统在多个低输出电压下需要大电流并具有严格的负载调整度。

传统上，大功率电源会带来不同的负载电压。

在传统的分布式电源架构（DistributedPowerArchitecture，DPA）中，前端交流/直流电源产生24V/48V电压，独立的隔离砖转换器支持所需的低系统电压。

在需要极低电压的场合，这些系统变得效率低下且成本高昂。

在中间总线架构（IntermediateBusArchitecture，IBA）中，IBC产生12V/5V电压。

此外，用负载点（PointofLoad，PoL）将这些电压逐步降低至所需的负载电压。

在IBA中，高密度功率转换器、IBC和PoL都处于负载点附近，这可以改善性能，进而带来可观的经济利益。

由于这些转换器都接近负载点，因而PCB的设计会变得简单，损耗也会降低。

电磁干扰（ElectromagneticInterference，EMI）也会显著减小，这是因为大电流线路的走线长度已被最大程度缩短。

由于这些转换器的位置合理，瞬态响应将会十分理想，系统性能也会得以改善。

现代系统需要电压排序、转换器之间负载共享、外部通信和数据记录功能。

传统的开关电源设计利用模拟PWM控制实现所需的稳压输出，而额外的单片机则执行数据通信和负载排序。

要充分发挥IBC的优势，所设计的转换器必须具有更少的元件数、更高的效率和密度，并且成本更低。

通过将PWM控制器、通信和负载共享集成到单个智能控制器中，便可满足这些需求。

dsPIC33F“GS”系列DSC在单个芯片中结合了这些设计特点，适用于总线转换器。

本应用笔记中讨论的主题包括：

直流/直流功率模块的基本结构四分之一砖直流/直流转换器的拓扑选择DSC配置选择和控制模式隔离式PSFB四分之一砖直流/直流转换器的硬件设计平面磁件设计数字PSFB四分之一砖直流/直流转换器设计数字控制系统设计数字控制式负载共享MATLAB建模非线性数字控制技术电路原理图和实验室测试结果测试演示作者：

RameshKankanalaMicrochipTechnologyInc.使用使用dsPICDSC的相移全桥（的相移全桥（PSFB）四分之一砖）四分之一砖直流直流/直流转换器参考设计直流转换器参考设计AN1335DS01335A_CN第2页2010MicrochipTechnologyInc.图图1：

分布式电源架构（：

分布式电源架构（DPA）图）图2：

中间总线架构（：

中间总线架构（IBA）交流/直流直流/直流砖转换器直流/直流砖转换器直流/直流砖转换器负载负载负载负载负载3.3VDC2.5VDC1.8VDC负载隔离层隔离层24V/48V总线总线电源隔离层隔离层中间总线转换器（IBC）PoLPoLPoLPoLPoLPoLPoL=负载点交流/直流24V/48V总线总线1.3VDC1.8VDC1.5VDC1.2VDC1.0VDC0.8VDC负载负载负载负载负载负载12V/5V总线总线电源2010MicrochipTechnologyInc.DS01335A_CN第3页AN1335四分之一砖转换器四分之一砖转换器分布式电源开放标准联盟（Distributed-PowerOpenStandardsAlliance，DOSA）制定了单输出引脚四分之一砖直流/直流转换器的规范。

这些规范适用于输出电流最高为50A的所有四分之一砖转换器（未稳压、半稳压和全稳压）。

IBA中的交流/直流转换器输出为48V。

用隔离式IBC将此电压进一步降低至12V的中间电压。

使用PoL将此电压进一步降低至所需的低电压。

DOSA四分之一砖直流/直流转换器仅以直插式封装配置提供。

四分之一砖转换器的优点包括：

增强的动态响应最高封装密度增强的转换器效率提供负载端附近的隔离输出电压纹波低于所需限制直流直流/直流功率模块的基本构造直流功率模块的基本构造在讨论四分之一砖转换器的设计方向之前，应该先了解以下要求：

输入电容输出电容远程开/关控制纹波和噪声远程检测强制风冷过压过流输入电容输入电容对于具有严格输出调整要求的直流/直流转换器，建议在四分之一砖转换器的输入端使用一个1F/W输出功率的电解电容。

在四分之一砖转换器设计中，这些电容位于转换器的外部。

输出电容输出电容为达到负载端的动态电流要求和输出电压调整，必须添加额外的电解电容。

作为一项设计准则，在四分之一砖转换器设计中，可以加上100F/A至200F/A的输出电容，并且可使用多个电容并联来获得较低的等效串联电阻（EquivalentSeriesResistance，ESR）。

远程开远程开/关控制关控制远程开/关控制用于通过外部控制信号启用或禁用直流/直流转换器。

最常见的方式是从初级侧（输入侧）启用或禁用转换器。

由于控制器存在于隔离势垒的次级侧，所以必须使用隔离电路将信号从初级侧传送至次级侧。

可使用光电耦合隔离器达到此效果，如图3中所示。

图图3：

远程开：

远程开/关关纹波和噪声纹波和噪声整流器的输出由直流分量和交流分量组成。

交流分量也称为纹波，是不需要的分量，会导致整流器输出产生脉动。

纹波是功率转换器开关和滤波动作的产物，其频率为功率转换器工作开关频率的整数倍。

会在功率转换器开关频率的整数倍处产生噪声，这是小寄生电容在功率转换器运行期间快速充电和放电所引起的。

噪声振幅很大程度上依赖于负载阻抗、滤波元件和测量技术。

远程检测远程检测在采用长走线/电线连接负载时，远程检测可用于补偿设置电压中的压降。

在无需远程检测的应用中，可将检测引脚连接至对应的输出引脚。

1GNDU远程开/关（I/P）+3.3VANA发信号至DSCCDIG_GND远程开/关CRRAN1335DS01335A_CN第4页2010MicrochipTechnologyInc.强制风冷强制风冷为了排除高密度电路板贴装电源中的热量，使用风扇进行强制风冷。

强制风冷使得所需的PCB尺寸和散热片大幅减小。

但是，安装风扇会消耗额外的功率，产生噪音，而且维护要求也很高。

在强制风冷SMPS应用中，转换器的可靠性主要依赖于风扇。

温度检测电路用于监视温度，并在四分之一砖转换器的温度超过最大工作温度时关闭转换器。

过压过压为了保护负载电路免受因转换器内部电路工作失常而导致的过大额定电压，需要采用过压保护机制。

可通过闩锁模式或逐周期模式实现该保护。

在闩锁模式中，电路会在发生过压故障时处于OFF状态，直至重新接入输入电压为止。

在逐周期模式中，系统会自动恢复。

如果系统中仍然存在故障，系统会切换为OFF（关闭）并重复此循环。

过流过流过流保护可防止转换器受到短路或过载情况的损害。

在间断模式中，如果发生过流或短路，则转换器会关闭并在指定的时长后恢复。

如果故障仍然存在，转换器将再次关闭并重复此循环。

在闩锁模式中，只有在重新提供输入功率后才会恢复电路。

拓扑选择拓扑选择总线转换器的规范已经标准化，并用作或作为最终系统中的一个元件。

用户必须考虑末端系统的特性，如可靠性、效率、尺寸和成本。

总线转换器没有通用的拓扑。

不过，下文将介绍直流/直流转换器应用经常采用的一些拓扑及其各自的优缺点。

PWM开关拓扑总体分为硬开关拓扑和软开关/谐振拓扑两类。

一般而言，高频开关的功率转换器通过采用小型磁件和滤波器来减小转换器的尺寸和重量。

这又会增大转换器的功率密度。

然而，高频率的开关动作会在开关打开或关闭时产生较高的开关损耗，从而导致转换器效率降低。

软开关技术通过控制功率器件的开/关来降低PWM转换器的开关损耗。

可使用零电压开关（ZeroVoltageSwitching，ZVS）和零电流开关（ZeroCurrentSwitching，ZCS）技术来实现软开关。

这些软开关技术的设计有一定的复杂度，但在高功率水平下可以产生较高的效率。

非隔离正激模式降压转换器非隔离正激模式降压转换器如果所需的输出电压总是低于规定的输入电压，则可从降压、升压和降压/升压三种基本拓扑中选择降压转换器。

降压拓扑有隔离和非隔离两种实现方式。

按照总线转换器的规范要求，为此应用选择了隔离转换器设计。

在正激模式降压转换器中，当初级侧开关打开时，能量从初级侧传递到次级侧。

可根据输入电压和负载电流来改变占空比，从而控制输出电压。

可利用来自输出的反馈环实现此目的，此反馈环控制转换器的占空比以保持稳压输出。

图图4：

非隔离正激模式降压转换器：

非隔离正激模式降压转换器隔离正激转换器隔离正激转换器在正激转换器中，当开关Q1打开时，能量从输入端传递到输出端。

在此期间，二极管D1正向偏置，二极管D2反向偏置。

功率从D1和L1流向输出端。

在开关Q1关闭期间，变压器（T1）的初级电压的极性会因初级电流的变化而反转。

这还会强制T1的次级电压极性反转。

现在，次级二极管D2正向偏置，并将Q1打开期间在电感中存储的能量续流。

这种简易的拓扑可用于100W的功率级别。

正激转换器拓扑的常用变型有主动复位正激转换器、双晶体管正激或双端正激转换器。

Q1C1L1D1VOUT+VOUT-VIN+VIN-2010MicrochipTechnologyInc.DS01335A_CN第5页AN1335图图5：

隔离正激转换器：

隔离正激转换器推挽转换器推挽转换器推挽转换器属于双晶体管拓扑，其在转换器的变压器T1上使用分接式初级。

开关Q1和Q2按照各自的占空比导通，并且初级的电流方向发生变化，从而产生双极性的次级电流波形。

此转换器更适用于低输入电压的应用，因为所采用的分接式初级变压器导致电压极限值是输入电压的两倍。

图图6：

推挽转换器：

推挽转换器半桥转换器半桥转换器半桥转换器也称为双开关转换器。

输入电压值的一半由两个输入电容C1和C2产生。

变压器的初级在VIN+和输入返回VIN-之间交替切换，使得变压器的初级只承受一半的输入电压（VIN/2）。

输入开关Q3和Q4测量最大输入电压VIN，将其与推挽转换器的2*VIN进行比较。

这样可使半桥转换器使用较高的功率等级。

图图7：

半桥转换器：

半桥转换器全桥转换器全桥转换器全桥转换器的构造中使用了四个开关：

Q1、Q2、Q3和Q4。

呈对角的开关Q1和Q4或Q2和Q3同时导通。

这样就在变压器的初级绕组上提供了完整的输入电压（VIN）。

在转换器每半个周期中，对角的开关Q1和Q4或Q2和Q3导通，并且变压器的极性会在每半个周期中反转。

在全桥转换器中，给定功率下的开关电流和初级电流与半桥转换器相比将减半。

这使得全桥转换器适用于高功率等级。

图图8：

全桥转换器：

全桥转换器但是，对角的开关采用硬开关，当其导通和关断时会导致较高的开关损耗。

这些损耗随着频率的增大而增大，这又会限制工作频率。

为了尽量避免这些损耗，推出了PSFB转换器。

在此拓扑中，开关在放电后才导通。

这就消除了导通时的开关损耗。

D2L1C1T1Q1D1VIN+VIN-VOUT+VOUT-VIN-+Q2D1D2L1C1Q1VOUT+VOUT-T1Q3Q4T1D1L1C1D2VIN+VIN-VOUT+VOUT-Q1Q2Q3Q4T1D1L1C1D2VIN+VIN-VOUT+VOUT-AN1335DS01335A_CN第6页2010MicrochipTechnologyInc.图图9：

零电压开关（：

零电压开关（ZVS）同步整流同步整流在同步整流中，次级二极管D1和D2替换为MOSFET。

这样会产生较低的整流损耗，因为MOSFET与肖特基整流二极管相比，直流损耗较低。

肖特基整流二极管的正向直流损耗将是正向压降乘以正向电流。

导通MOSFET的功耗将是RDS（ON）乘以正向电流的平方。

当电流相当大（15A）并且输出电压较低时，这一损耗对比将会十分明显。

图图10：

带同步整流的全桥转换器：

带同步整流的全桥转换器此配置需要栅极驱动电路来控制同步MOSFET，因此具有一定的复杂度和相对高的成本。

可通过设计复杂的栅极驱动信号来进一步提高此配置的效率，“数字非线性实现数字非线性实现”中将对此进行说明。

可在多种可用拓扑中选择适合的一种，具体取决于给定的功率等级、转换器的效率、输入电压变化、输出电压等级、元件的可用性、成本、设计的可靠性和良好的性能特性。

结合上文讨论的各种拓扑的优点以及效率因素，这里为本四分之一砖直流/直流转换器设计选用了PSFB拓扑。

此拓扑的工作、设计和性能将在下文进行讨论。

表表1：

拓扑比较：

拓扑比较PWMIDVDSttID（t）VDS（t）ZVSPWMLQ2PWMHPWMLQ3Q4PWMHPWMHPWMLQ1TXQ5Q6TXVPRI拓扑初级的开关数量初级开关的极限值功率等级（典型值）拓扑初级的开关数量初级开关的极限值功率等级（典型值）正激转换器2VIN100W推挽转换器22*VIN150W半桥转换器2VIN200W全桥转换器4VIN200WPSFB转换器4VIN200W2010MicrochipTechnologyInc.DS01335A_CN第7页AN1335初级侧控制与次级侧控制初级侧控制与次级侧控制在根据给定应用的特性选择拓扑后，设计者面临的下一个挑战是考虑将控制器放置在初级侧还是次级侧。

出于安全考虑，功率转换器要求在初级侧（输入）和次级侧（输出负载）之间提供电气隔离。

初级侧和次级侧之间不应存在任何直接的导电通路。

当信号从初级侧传递至次级侧时需要进行隔离，反之亦然。

功率通路隔离将由高频率变压器提供。

栅极驱动信号可先通过光电耦合器或栅极驱动变压器进行隔离，再施加到MOSFET。

在初级侧控制器中，使用光电耦合器将输出反馈信号从次级侧传送到初级侧。

这些器件的带宽有限，精度不高，且容易随着时间和温度的变化而降低性能。

再次强调，将信号从初级侧传递到次级侧或从次级侧传递到初级侧取决于应用所需的特性。

图11、图12和表2显示了初级侧控制器和次级侧控制器之间的对比。

本应用中选择了次级侧控制器。

图图11：

次级侧控制：

次级侧控制12V/17APSFBMOSFET同步整流器dsPIC电流TX驱动TX驱动器驱动器驱动器通信36V-76VOPTO辅助TX3.8V12V至驱动器的VCC3.3V稳压NCP1031VINUVVINOV驱动TX远程控制200WVIN-VIN+VOUT+VOUT-DSCAN1335DS01335A_CN第8页2010MicrochipTechnologyInc.表表2：

初级侧控制与次级侧控制图：

初级侧控制与次级侧控制图12：

初级侧控制：

初级侧控制初级侧初级侧dsPICDSC控制次级侧控制次级侧dsPICDSC控制控制需要使用隔离反馈来将输出稳压。

可使用线性光电耦合器来实现稳压，但光电耦合器要求在次级增加辅助电源和放大器。

由于控制器位于次级，因此不需要隔离反馈。

无需远程开/关信号隔离。

需要远程开/关信号隔离。

需要隔离通信信号。

不需要隔离通信信号。

负载共享信号从次级传递到初级。

由于控制器位于次级，因此不需要负载共享隔离。

过压保护信号从次级传递到初级。

由于控制器位于次级，因此不需要过压隔离。

频率同步信号从次级传递到初级。

由于控制器位于次级，因此不需要频率同步隔离。

不用隔离即可测量输入欠压和过压。

需要隔离。

不过在本应用中，由NCP1031辅助转换器控制器提供输入欠压或过压保护。

初级侧开关的栅极驱动设计简单。

通过使用驱动变压器或光电隔离器将栅极驱动信号从次级传送至初级。

200W12V/17APSFBMOSFET同步整流器OPTO线性通信VIN+36V-76V远程开/关VIN-3.3V稳压I/PUV驱动器3电流TX驱动TX驱动TX驱动器2驱动器1dsPICLM3583.8V辅助TXNCP1031VIN+VIN-O/POV驱动器3的隔离12VVOUT+VOUT-+12V至驱动器的ICDSCOPTO驱动TX2010MicrochipTechnologyInc.DS01335A_CN第9页AN1335电压模式控制（电压模式控制（VMC）与电流模式控制（）与电流模式控制（CMC）采用VMC还是CMC作为反馈控制方法取决于应用的具体要求。

在VMC中，负载电流的变化将在反馈环作出反应并执行占空比校正之前对输出电压产生影响。

在CMC中，直接检测负载电流的变化，并且此变化会在外部电压控制环作出反应前校正控制环。

对于高度变化的负载瞬态情况，VMC中的这种触发再反应的过程的响应要慢于CMC。

VMC和CMC间的根本区别在于CMC要求高精度和高级别的电流检测。

在VMC中，输出电压调整与负载电流无关。

因此，相对较低级别的电流检测就足以实现过载保护。

这可以明显降低电路复杂度和功率损耗。

表表3：

VMC和和CMC的不同之处图的不同之处图13：

电压模式控制器（：

电压模式控制器（VMC）图）图14：

电流模式控制器（：

电流模式控制器（CMC）隔离式四分之一砖直流隔离式四分之一砖直流/直流转换器的硬件设计直流转换器的硬件设计为此设计选择了带次级侧控制器的平均电流模式控制PSFB拓扑。

数字四分之一砖直流/直流转换器的设计将在下文进行讨论。

相移全桥（相移全桥（PSFB）转换器设计）转换器设计初级侧晶体管上的高开关频率和高电压极限值会产生开关损耗。

PSFB变压器隔离降压转换器能够实现零电压转换（ZVT），而不会增加MOSFET的峰值电压极限值。

图15中示出了变压器的MOSFET（Q1-Q4）、内部二极管（D1-D4）和输出电容（COSS1-COSS4）漏电感。

漏电感会导致全桥开关网络驱动有效感性负载，并导致初级侧开关器件上出现ZVT。

通过两个半桥间的相移来控制输出电压。

桥式开关网络的两个半桥均以50%的占空比工作，并且半桥开关网络间的相位差是受控的。

最大为50%的占空比确保栅极驱动变压器和栅极驱动电路设计得以简化。

ZVT与负载有关，并且在某个最低负载点，ZVT会失效。

可通过控制桥式配置中左右两桥臂间的相移来实现线性输出电压控制。

在ZVT中，开关会在其检测到的电压为零时导通，这使开关的导通损耗为零。

全桥转换器的相移控制可提供初级侧的ZVT，从而降低初级侧的开关损耗和EMI损耗。

VMCCMC单反馈环。

双反馈环。

提供良好的噪声容限。

抗扰性较差。

无需对反馈进行电流测量。

需要测量电流。

无需斜率补偿。

需要斜坡补偿，占空比大于50%时不稳定。

动态响应能力低下。

良好的动态响应。

参考比较器斜坡发生器EA+-PWM1HLILDIDCISS+-IO参考比较器EA+-PWM1HLILDIDCISSIO+-AN1335DS01335A_CN第10页2010MicrochipTechnologyInc.图15中示出了PSFB转换器的工作情况以及初级侧在不同时间间隔下的细节波形。

图图15：

带全波同步整流的：

带全波同步整流的PSFB转换器及其工作波形转换器及其工作波形Q1Q2Q3Q4VPRIIPRItQ1Q2Q3Q4IPRIVPRILLTXQ6L0C0V0Q5t0t1t2t3t42010MicrochipTechnologyInc.DS01335A_CN第11页AN1335初始条件初始条件t0：

Q1=ON；Q4=ON；Q2=OFF；Q3=OFFPSFB转换器的工作描述为：

通过导通对角开关Q1和Q4，将功率从初级侧传输到次级侧。

初级侧电流（IPRI）通过开关Q4和Q1传导，但在此期间，变压器TX的初级侧两端电压为全输入电压VIN，变压器的次级侧两端电压为VIN/N。

电流的斜率由VIN、磁化电感和输出电感确定。

时间间隔时间间隔t0至至t1：

Q1=ON；Q4=OFF；Q2=OFF；Q3=OFF开关Q4关断，开关Q1保持导通，初级电流继续通过Q4开关的输出电容C4流出。

这会将电容C4从0V充电至VIN，与此同时，开关Q3的电容C3由于其源电压升高至输入电压VIN而放电。

只有在Q3导通之后此转换才会在Q3上施加漏极到源极电压，这时可以观察到ZVS。

因此，不会出现导通时的开关损耗。

在此转换期间，变压器的初级电压从VIN降至零，初级不再向输出供电。

同时，输出电感中存储的能量开始提供逐渐衰减的初级功率。

时间间隔时间间隔t1至至t2：

Q1=ON；Q3=ON；Q4=OFF；Q2=OFF；D3=ON在Q3输出电容充电至全输入电压VIN后，初级电流通过开关Q1和开关Q3的内部二极管D3续流。

电流保持恒定，直到下次转换发生。

可在t1之后的任意时间导通Q3，这时电流流经内部二极管D3和开关Q3组成的通道。

时间间隔时间间隔t2至至t3：

Q3=ON；Q1=OFF；Q4=OFF；Q2=OFF在t2时刻，Q1关断，初级电流继续流经开关Q1的内部二极管D1。

电流流向使得开关Q1的源极到漏极电压增加，而开关Q2上的电压从高电压降至较低电压。

在此转换期间，初级电流衰减至零。

左桥臂中开关的ZVS取决于谐振电感中存储的能量、初级开关的导通损耗和变压器绕组的损耗。

由于左桥臂的转换取决于变压器中存储的泄漏能量，所以如果存储的泄漏能量不足以实现ZVS时将需要外部串联电感。

随后在下一个间隔中导通Q2时，会使电压VIN反向施加于初级。

时间间隔时间间隔t3至至t4：

Q3=ON；Q2=ON；Q1=OFF；Q4=OFF在此时间间隔中，两个对角开关Q3和Q2均打开，输入电压VIN施加于变压器的初级。

电流升高的斜率由输入电压VIN、磁化电感和输出电感确定。

但是，电流为对应的负值。

现在，流经初级开关的电流为磁化电流以及流入初级的反射次级电流。

输入电压、变压器匝数比和输出电压决定了对角开关的实际导通时间。

在对角开关的导通期间之后，Q3于t4时刻关断。

当开关Q3关断且到开关Q4的谐振转换开始时，一个开关周期便已完成。

在PSFB转换器中，左桥臂完成换流所需的时间比右桥臂完成换流的时间长。

当