反激式开关电源毕业设计doc.docx

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反激式开关电源毕业设计

第一章绪论

1.1课题背景及选题意义

开关电源的前身是线性稳压电源。

线性稳压电源的结构简单。

其中的关键元件是稳压调整管，电源工作时检测输出电压，通过反馈电路对稳压调整管的基极电流进行负反馈控制。

这样，当输入电压发生变化，或负载变化引起电源的输出电压变化时，就可以通过改变稳压调整管的管压降来使输出电压稳定。

为了使稳压调整管可以发挥足够的调节作用，稳压调整管必须工作在线性放大状态，且保持一定的管压降。

因此，这种电源被称为线性稳压电源。

早期的开关电源的频率仅为几千赫，随着电力电子器件及磁性材料性能的不断改进，开关频率才得以提高。

20世纪60年代末，垂直导电的高耐压、大电流的双极型电力晶体管（亦称巨型晶体管、BJT、GTR）的出现，使得采用高工作频率的开关电源得以问世。

但当开关频率达到10KHZ左右时，变压器、电感等磁性元件发出很刺耳的噪声，给工作和生产造成了很大噪声污染。

为了减小噪声，并进一步减小电源体积，在20世纪70年代，新型电力电子器件的发展给开关电源的发展提供了物质条件。

开关频率终于突破了人耳听觉极限的20KHZ。

随着电力电子技术的发展，工作在高频的开关电源己经广泛应用于电气和电子设备的各个领域。

开关电源设计的目的是通过能量处理将输入能量变化为所需要的能量输出，通常的形式是产生一个符合要求的输出电压，这个输出电压的值不能受输入电压或者负载电流的影响。

开关电源分为，隔离与非隔离两种形式，在这里主要谈一谈隔离式开关电源的拓扑形式，隔离电源按照结构形式不同，可分为两大类：

正激式和反激式。

反激式指在变压器原边导通时副边截止，变压器储能。

原边截止时，副边导通，能量释放到负载的工作状态，一般常规反激式电源单管多，双管的不常见。

正激式指在变压器原边导通同时副边感应出对应电压输出到负载，能量通过变压器直接传递。

按规格又可分为常规正激，包括单管正激，双管正激。

半桥、桥式电路都属于正激电路。

正激和反激电路各有其特点，在设计电路的过程中为达到最优性价比，可以灵活运用。

一般在小功率场合可选用反激式。

稍微大一些可采用单管正激电路，中等功率可采用双管正激电路或半桥电路，低电压时采用推挽电路，与半桥工作状态相同。

大功率输出，一般采用桥式电路，低压也可采用推挽电路。

反激式电源因其结构简单，省掉了一个和变压器体积大小差不多的电感，而在中小功率电源中得到广泛的应用。

在有些介绍中讲到反激式电源功率只能做到几十瓦，输出功率超过100瓦就没有优势，实现起来有难度。

本次设计是为储能逆变项目做的一款为芯片供电的小功率电源，输出只有几伏，所以选择反激式开关电源。

1.2反激式开关电源国内外发展现状

国内外反激式开关电源发展状况，主要表现在以下几个方面。

1.2.1高性能碳化硅（SiC）功率半导体器件

可以预见，碳化硅将是21世纪最可能成功应用的新型功率半导体器件材料，其优点是：

禁带宽，工作温度高（可达600℃），通态电阻小，导热性能好，漏电流极小，PN结耐压高等。

1.2.2高频磁技术

高频开关变换器中用了多种磁元件，有许多基本问题要研究。

（1）随着开关电源的高频化，在低频下可以忽略的某些寄生参数，在高频下将对某些电路性能（如开关尖峰能量、噪声水平等）产生重要影响。

尤其是磁元件的涡流、漏电感、绕组交流电阻Rac和分布电容等，在低频和高频下的表现有很大不同。

高频磁技术理论作为学科前沿问题，仍受到人们的广泛重视，如：

磁芯损耗的数学建模，磁滞回线的仿真建模，高频磁元件的计算机仿真建模和CAD、高频变压器一维和二维仿真模型等。

有待研究的问题还有：

高频磁元件的设计决定了高效率开关电源的性能、损耗分布和波形等，人们希望给出设计准则、方法、磁参数和结构参数与电路性能的依赖关系，明确设计的自由度与约束条件等。

（2）对高频磁性材料有如下要求：

损耗小，散热性能好，磁性能优越。

适用于兆赫级频率的磁性材料为人们所关注，如5~6µm超薄钴基非晶态磁带，1MHz（Bm=0.1T）时，损耗仅为0.7~1W/cm3，是MHz高频铁氧体的1/3~1/4。

纳米结晶软磁薄膜也在研究。

（3）研究将铁氧体或其他薄膜材料高密度集成在硅片上。

或硅材料集成在铁氧体上，是一种磁电混合集成技术。

磁电混合集成还包括利用电感箔式绕组层间分布电容实现磁元件与电容混合集成等。

1.2.3新型电容器

研究开发适合于功率电源系统用的新型电容器和超级大电容。

要求电容量大、等效电阻（ESR）小、体积小等。

据报道，美国在20世纪90年代末，已开发出330µF新型固体钽电容，其ESR有显著下降。

1.2.4功率因数校正AC-DC开关变换技术

一般高功率因数AC-DC电源由两级组成：

在DC-DC变换器前加一级前置功率因数校正器，至少需要两个主开关管和两套控制驱动电路。

这样对于小功率开关电源说，总体效率低、成本高。

对输入端功率因数要求不特别高的情况，用PFC和变换器组合电路构成小功率AC-DC开关电源，只用一个主开关管，可使PF校正到0.8以上，称为单管单级PF校正AC-DC变换器，简称为S4。

例如一种隔离式S4PF校正AC/DC变换器，前置功率因数校正器用DCM运行的Boost变换器，后置电压调节器主电路为反激变换器，按CCM或DCM运行；两级电路合用一个主开关管。

1.2.5高频开关电源的电磁兼容研究

高频开关电源的电磁兼容问题有特殊性。

通常，它涉及到开关过程产生的di/dt和dv/dt，引起强大的传导型电磁干扰和谐波干扰。

有些情况还会引起强电磁场辐射。

不但严重污染周围电磁环境，对附近的电气设备造成电磁干扰，还可能危及附近操作人员的安全。

同时，开关电源内部的控制电路也必须能承受主电路及工业应用现场电磁噪声的干扰。

由于上述特殊性和测量上的具体困难，专门针对开关电源电磁兼容的研究工作，目前还处于起始阶段。

显然，在电磁兼容领域，存在着许多交叉科学的前沿课题有待人们研究。

如：

典型电路与系统的近场、传导干扰和辐射干扰建模；印制电路板和开关电源EMC优化设计软件；低中频、超音频及高频强磁场对人体健康的影响；大功率开关电源EMC测量方法的研究等。

1.2.6开关电源的设计、测试技术

建模、仿真和CAD是一种新的、方便且节省的设计工具。

为仿真开关电源，首先要进行仿真建模。

仿真模型中应包括电力电子器件、变换器电路、数字和模拟控制电路，以及磁元件和磁场分布模型，电路分布参数模型等，还要考虑开关管的热模型、可靠性模型和EMC建模。

各种模型差别很大，因此建模的发展方向应当是：

数字-模拟混合建模；混合层次建模；以及将各种模型组成一个统一的多层次模型（类似一个电路模型，有方块图等）；自动生成模型，使仿真软件具有自动建模功能，以节约用户时间。

在此基础上，可建立模型库。

开关电源的CAD，包括主电路和控制电路设计、器件选择、参数优化、磁设计、热设计、EMI设计和印刷电路板设计、可靠性预估、计算机辅助综合和优化设计等。

用基于仿真的专家系统进行开关电源的CAD，可使所设计的系统性能最优，减少设计制造费用，并能做可制造性分析，是21世纪仿真和CAD技术的发展方向之一。

现在国外已开发出设计DC-DC开关变换器的专家系统和仿真用MATSPICE软件。

此外，开关电源的热测试、EMI测试、可靠性测试等技术的开发、研究与应用也是应大力发展的。

开关电源的拓扑结构很多，但是最基本的电路就是boost，buck以及buck-boost电路，本章大概的讲述了几种基本的电路和拓扑结构，从中选择了适合本次设计的反激式拓扑结构。

第二章反激式开关电源的理论基础

2.1开关电源基本知识

下面列出一些本文所使用的开关电源基本知识，并给出解释。

效率：

电源的输出功率与输入功率的百分比。

其测量条件是满负载，输入交流电压为标准值。

ESR：

等效串联电阻。

它表示电解电容呈现的电阻值的总合。

一般情况下，ESR值越低的电容，性能越好。

输出电压保持时间：

在开关电源的输入电压撤消后，依然保持其额定输出电压的时间。

启动浪涌电流限制电路：

它属于保护电路。

它对电源启动时产生的尖峰电流起限制作用。

为了防止不必要的功率损耗，在设计这一电路时，一定要保证滤波电容充满电之前，就起到限流作用。

隔离电压：

电源电路中的任何一部分与电源基板地之间的最大电压。

或者能够加在开关电源的输入端与输出端之间的最大直流电压。

线性调整率：

输出电压随输入线性电压在指定范围内变化的百分率。

条件是负载和周围的温度保持恒定。

负载调整率：

输出电压随负载在指定范围内变化的百分率。

条件是线电压和环境温度保持不变。

噪音和波纹：

附加在直流输出信号上的交流电压和高频尖峰信号的峰值。

通常是以MV度量。

隔离式开关电源：

一般指高频开关电源。

它从输入的交流电源直接进行整流和滤波，不使用低频隔离变压器。

输出瞬态响应时间：

从输出负载电流产生变化开始，经过整个电路的调节作用，到输出电压恢复额定值所需要的时间。

过载或过流保护：

防止因负载过重，使电流超过原设计的额定值而造成电源损坏的电路。

远程检测：

电压检测的一种方法。

为了补偿电源输出的电压降，直接从负载上检测输出电压的方法。

软启动：

在系统启动时，一种延长开关波形的工作周期的方法。

工作用期是从零到它的正常工作点所用的时间。

电磁干扰—无线频率干扰（EMIRFl）：

即那些由开关电源的开关元件引起的，不希望传递和发射的高频能量频谱。

快速短路保护电路:

一种用于电源输出端的保护电路。

当出现过压现象时，保护电路启动，将电源输出端电压快速短路。

2.2开关电源的几种基础结构

2.2.1boost电路

图2-1boost电路

2.2.1.1boost电路的工作原理

Boost电路（图2-1）即为升压斩波电路，当V1导通时，能量从输入电源流入，并储存于电感中，由于Q1导通期间正向饱和管压降很小，所以这时二极管D1反偏，负载由滤波电容C供给能量，将C1中储存的电能释放给负载。

当截止时，电感中电流不能突变，它所产生的感应电势阻止电流减小，感应电势的极性为下正上负，二极管D1导通，电感中储存的能量

经二极管D1，流入电容C1，并供给负载R。

在Q1导通的

期间，能量储存于电感L1中，在截止的

期间，电感释放的能量补充在导通期间给电容损失的能量。

Q1截止时，电感L1上电压跳变的幅值时与占空比有关的，

愈大，L1中峰值电流大，储存的磁能愈大。

所以，如果在导通期间内存的能量要在期间释放出来，那么，L1上的脉冲必定比较高的。

假定开关无损耗，并联变换器电路在输入电压V1和输入电流I1，能在较低的输出电流I1下，输出较高的电压

。

稳压电源达到稳态后，输出电压稳定在所需的恒定值

，只要适当选择电容C1，输出纹波可做得足够小，当要求纹波为

，直流输出电流为是

，由于在管子导通

（2-1）

当Q1导通时，忽略管子导通压降，电感上的电压为输入电压

并且电流按

速率线性上升，周期导通期间V1导通时，L1中的电流增量为

。

当V1止时，假定L1右端的电感反冲电压等于输出电压V0，则L1上的电压为

，L1中的电流以

，而在稳态，导通期间L1中电流的增量应等于关断期间电流的减量，故有

（2-2）

（2-3）

由上式可知，当改变占空比D时，就能获得所需的上升的电压值。

由于占空比D总是小于1，

总是大于

。

Boost电路能将电压升高的原因是电感L1储能之后具有使电压泵升的作用，而电容C能将输出电压保持住。

2.2.1.2boost电路特点：

boost电路的电路相比较其他电路来的简单，所以成本比较低，另外boost电路的输出电压高于输入电压，能够起到升压作用。

boost电路的转换效率比较低，所以电源电压的利用率比较低，输出的功率较小。

由boost电路最为显著的特点可以知道，boost电路只适用于升压电路。

2.2.2buck电路

图2-2buck电路

2.2.2.1buck电路的工作原理

Buck电路（图2-2）即为降压斩波电路。

控制脉冲使Q1导通之后，C开始充电，输出电压

加到负载R两端，在C充电过程中，电感L1内的电流逐渐增加，储存的磁场能量也逐渐增加。

此时续流二极管D1因反向偏置而截止。

经过

时间以后，控制信号使Q1截止，L1中的电流减小，L1中储存的磁场能量便通过续流二极管D1传递给负载。

当负载电压低于电容C两端的电压时，C便向负载放电。

经过关断时间后，控制脉冲又使Q1导通，上述过程重复发生。

当控制信号使Q1导通时，电感L1中的电流从最小值增加到最大值，当控制信号使V截止时，L1中的电流又从最大值下降到。

建设Q1具有理想的开关特性，其正向饱和管压降可以忽略，所以可以列出以下的方程：

（2-4）由此可得出：

（2-5）

（2-6）

Q1导通状态终止时，

时，L1中的电流达到最大值，得：

（2-7）

在Q1截止期间，L1中的电流经续流二极管D1向负载释放能量，假若忽略D1的正向压降，则可得出下列方程:

（2-8）

（2-9）

（2-10）Q1截止状态终止时，即T=

时，L1中的电流下降到最小值，得：

（2-11）由上面的公式可得:

（2-12）

式中

是开关导通时间，是

开关截止时间；T是开关管工作周期，D是占空比。

由上式可知，输出电压

越大开关管的占空比D=

成正比，所以通过改变开关管的占空比可以控制输出平均电压的大小。

由于占空比D总是小于1，所以

总是小于

，所以这样的电路称为降压斩波电路，即buck变换器。

2.2.2.2buck电路的特点

Buck电路只能实现降压，所以在任何时候，输出电压只能比输入电压低。

由于电路中没有变压器，所以输入和输出之间没有隔离。

Buck电路的输出只有一路，不能用于多路输出，除非加个第二级的电压调节器，虽然buck电路即可以工作于电流连续状态，又可以工作于电流总是断续的。

Buck变换器开关的门极驱动很麻烦，但是buck电路简单，所以成本比较低，而且buck变换器能把一个正的输入变换成一个负的输出。

2.2.3buck-boost电路

图2-3buck-boost电路

2.2.3.1buck-boost电路的工作原理

升降压斩波电路的原理图如图2-3所示。

由可控开关Q、储能电感L、二极管D、滤波电容C、负载电阻RL和控制电路等组成。

当开关管Q受控制电路的脉冲信号触发而导通时，输入直流电压V1全部加于储能电感L的两端，感应电势的极性为上正下负，二极管D反向偏置截止，储能电感L将电能变换成磁能储存起来。

电流从电源的正端经Q及L流回电源的负端。

经过ton时间以后，开关管Q受控而截止时，储能电感L自感电势的极性变为上负下正，二极管D正向偏置而导通，储能电感L所存储的磁能通过D向负载RL释放，并同时向滤波电容C充电。

经过时间后，控制脉冲又使Q导通，D截止，L储能，已充电的C向负载RL放电，从而保证了向负载的供电。

此后，又重复上述过程。

由上述讨论可知，这种升降压斩波电路输出直流电压V2的极性和输入直流电压升降压斩波电路V1的极性是相反的，故也称为反相式直流交换器。

假设储能电感L足够大，其时间常数远大于开关的周期，流过储能电感的电流可近似认为是线性的，并设开关管Q及二极管都具有理想的开关特性。

分析电路图可以得到：

Q导通期间，D截止，电感L两端的电压为V1，呈线性上升。

（2-13）

（2-14）

式（2-14）中

是Q导通前流过L的电流。

当

时，流过L的电流达到最大值:

（2-15）

Q截止期间，D导通，L向负载和C1供电，电感两端电压

（2-16）

式（2-15）中

为Q截止前流过L电流。

当在关断时，Q开始导通，L中电流下降到极小值：

（2-17）

（3）输入直流电压U1和输出直流电压U2的关系

将（2-17）式代入（2-15）式可得：

（2-18）

（2-19）

（2-20）

当导通时间小于关断时间时，d<0.5，V2

当导通时间等于关断时间时，d＝0.5，V2＝V1;

当导通时间大于关断时间时，d>0.5，V2>V1，电路属于升压式。

图2-4buck-boost电路波形图

2.3电路拓扑结构的选择

2.3.1电路拓扑结构选择要注意的问题

（1）升压或降压：

输入电压总是比输出电压高或低吗，如果不是就不能选择buck变换器或boost变换器。

（2）占空比：

输入电压和输出电压是否相差5倍以上，如果是，就可能要用变压器。

计算合适的占空比，不要使占空比太小或太大。

（3）需要多少组输出电压：

如果多于一组，除非再后接电压调节器，否则就可能需要变压器，输出电压组数很多时，建议用多个变换器，这样做的结果比较理想。

（4）是否需要隔离：

考虑电压的高低，如果需要隔离就需要变压器。

（5）EMI有什么要求：

EMI的要求很高，建议不要输入电流不连续的那些拓扑，如buck变换器，boost变换器，最好让变换器工作于电流连续模式。

（6）成本高低：

对离线式电源来说，也可以用IGBT，否则就考虑MOSTET。

（7）电源是否需要空载工作：

如果电源需要空载工作，变换器就要工作于电流断续模式，除非是同步整流。

（8）是否能够同步整流：

同步整流不管负载大小如何，都可以是变换器工作于电流连续模式。

（9）输出电流的大小：

如果输出电流很大，选用电压模式要比电流模式控制好。

2.3.2拓扑结构的对比分析

Buck电路存在着很多限制，变换电路上只有一个电感，没有变压器，这就意味着输入和输出之间不可能有隔离。

Buck变压器只能对输入电压进行降压变换，如果输入电压比输出电压低，变换器就不能正常工作，而且buck电路只有一路输出，如果需要多路输出电压，除非愿意采用第二级电压调节器，如接解线性调节器，buck电路就不能使用；虽然buck电路既可以工作于电流连续状态，又可以工作于电流断续状态，但是输入电流总是断续的，这就意味着每个周期里，当开关关断时，输入电流为零，输入电流断续会使EMI滤波器要比别的电路拓扑更大，而且buck电路不应用门极驱动。

Boost电路一个周期时间内，开关导通时，电压加于电感上，电流以某一斜率上升，并将能量储存在电感中，当开关关断时，电流讲过二极管流向输出电容和负载。

但是buck变换器只有一个输出电压，无法得到多个输出电压，输出电压和输入电压没有隔离，输出电压不能比输入电压低，即使完全关断开关，输出电压只能等于输入电压（除去二极管的导通压降）。

如果你需要只有一组输出且不用隔离的电源，那么boost变换器只需要处理只有一个绕组的电感即可。

正激式变换器需要有一个最小负载，电感必须足够大，才能保证脉动电流的峰值小于最小负载电流，否则电流就不会连续，并引起输出电压上升，所以正字式变压器不能工作在空载状态，因为无穷大的电感是不现实的。

正激式变换器的变压器不能存储能量，因此不像反激式变换器那样有功率上的限制，变换器只有一个电感，用来平滑输出电容上的电流，正激式变换器可以做到500W甚至更大，这对MOSFET的要求比较高。

反激式变换器，开关导通时，能量存储于变压器原边的电感中，注意变压器的同名端，当开关关断时，漏极电压要高于输入电压，变压器副边电压高于地，使二极管导通，向输出电容和负载提供电源。

反激式变换器可以在变压器副边有多少个绕组，方便地输出多组电压。

各个输出电压和原边隔离，而且各组输出电压可以任意大小，仅仅通过调节器的变比就能实现。

这种电阻可以工作于电流模式，也可以工作于电流断续模式，而且反激式变换器最常见的工作模式是电流断续模式。

2.3.3拓扑结构选择

我所设计的开关电源的输入是我们所用的交流电，而输出是小功率。

因为buck变换器是不用变压器的，是非隔离式的，而且都是针对小功率，只能单方面的升压或降压，且不能多路输出，调试上不出现问题，如果要再多做一路5V的输出，那就不考虑buck变换器和boast变换器。

正激电路的优点很多，但正激变换器的变压器是不能够存储能量的，虽然没有功率上线，但是正激电路多采取双正激开关电路用在较大的功率电路，而且对于要求严格的Mosfet管，以现有的条件限制无法满足。

从实练室现有的材料，我准备采用UC3845芯片，反激式的输出是5V,正好符合输出的要求。

图2-5反激电路

2.4反激电路

2.4.1反激电路的工作原理

如图2-5的工作过程是，接通V1后，通过启动电路R1、R2、C1、VD3在VT基极中流过小电流，一次绕组T1原边启动，在反馈绕组上产生一个感应电压；此电压使VT基极电流增大，导致其集电极电流随之增大，形成正反馈过程，使VT很快饱和。

致使副边两端电压使VD2反偏，随着VT集电极电流增大，R3上的压降增加，VT的基极电位由于电路中加了稳压二极管VD3而保持不变，故VT基极电流不断减小，VT开始退出饱和区,并向截止状态转换。

VT的基极电流减小引起集电极电流减小，L1及原边上的极性均发生翻转，VT的基极电流进一步减小，其集电极电流也随之减小，形成正反馈过程，VT很快截止。

在VT截止期间，由于副边极性翻转式VD2导通，T在VT导通期间所存储的磁能转成电能而释放，供给负载。

当磁能全部释放完毕，L1上压降为零时，启动电路重新开始工作，周而复始，形成自激震荡。

由图反激波形图可得：

（2-21）

二极管上的最大反压为：

（2-22）

其中周期和输入电压及输出电压的关系式为:

（2-23）

从式（2-23）可知，当Vi、Vo一定时，

与Po成反比；当P、Vo一定时，

与Vi成反比，属于脉冲宽度与频率混合调制，也是自激型反激式电路的主要特性。

变压器一次电流与输入电压、输出电压之间的关系式为：

（2-24）

从式（2-24）可知，当Po、Vo一带那个是，Vi增大，

减小；当Vi，Vo一定时，

与Po（即I0）成正比，在

=

，

值最大。

输出电压与输入电压之间的关系：

（2-25）

2.4.2反激电路的特点

在VT导通期间，VD2反偏；在VT截止时，VD2正偏，供给负载功率；VT集

电极承受的最大电压值

；另外电路的利用率不高，一般用在小功率输出场合。

2.5本章小结

开关电源有多种拓扑结构，常用的是上面所提到的几种，每一种拓扑结构都要自己的优势和缺点，所以只有仔细分析各种拓扑结构，才能决定自己的设计选择哪种才是最优设计。

通过对各种拓扑电路的分析，结和一些其他因素，选择合适的拓扑结构。

第三章反激式开关电源整体设计

任何一种开关电源的设计都要先从整体上了解和熟悉开关电源的基本组成以及各部分的作用原理。

其主电路主要包括：

输入整流滤波电路，开关元件，变压器，输出滤波电路，控制电路等等。

3.1反激式开关电源的框图设计

开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流滤波电路组成。

辅助电路有输入过欠压保护电路、输出过欠压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等。

1.整流电路

整流电路的作用是利用具有单向导电性能的整流元件，将正负交替的正弦交流电压整流成为单方向的脉动电压。

但是，这种单向脉动电压往往包含着很大的脉动成分，距离理想的直流电压还差得很