PWM驱动的速度闭环直流电力传动系统.docx
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PWM驱动的速度闭环直流电力传动系统
摘要
脉冲宽度调制PWM（PulseWidthModulation）,就是指保持开关周期T不变，调节开关导通时间t对脉冲的宽度进行调制的技术。
PWM控制技术以其控制简单,灵活和动态响应好的优点而成为电力电子技术等领域最广泛应用的控制方式。
本文利用SG3524集成PWM控制器设计了一个基于PWM控制的直流传动系统，本系统采用了转速闭环控制，并且设计了完善的电流保护措施，既保障了系统的可靠运行，又使系统具有较高的动、静态性能。
关键字：
PWM、H桥、闭环、传动系统
一、课题说明
1.设计题目
设计一个由直流PWM设备为直流电动机供电的，带有速度反馈环的直流电力拖动系统。
系统性能应该满足要求的各项指标。
2.设计目的
在当今的社会生活中，电子科学技术的运用越来越深入到了各行各业之中，并得到了长足的发展和进步，自动化控制系统更是的到了广泛的应用，其中一项重要的应用就是——自动调速系统。
相较于交流电动机，直流电动机结构复杂、价格昂贵、制造困难且不容易维护，但由于直流电动机具有良好的调速性能、较大的启动转矩和过载能力强，适宜在广泛的范围内平滑调速，所以直流调速系统至今仍是自调速系统中的重要形式。
而伴随着电力电子技术的不断发展，开关速度更快、控制更容易的全控性功率器件MOSFET和IGBT成为主流，PWM表现出了越大的优越性：
主电路线路简单，需用的功率器件少；开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小；低速性能好，稳速精度高，调速范围宽，可达1:
10000左右；若与快速响应的电机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强；功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高；直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。
本设计采用PWM技术来对直流电机进行调速，与一般直流调速相比，既减少了对电源的污染，而且使控制过程更简单方便，减少了对人力资源的使用，又因为线路的简单化、功率器件需用的减少，使系统的维护、维修变得更加简单了，但动、静态性能却提高了。
3.设计内容和要求
3.1设计内容
利用SG3524集成PWM控制器设计了一个由直流PWM设备为直流电动机供电的，带有速度反馈环的直流电力拖动系统。
系统性能应该满足要求的各项指标。
3.2设计要求
（1）查阅文献资料，了解PWM电压输出控制原理，并在报告书中综述之。
（2）设计系统的硬件连接原理图，对原理图加以说明。
（3）计算系统的各个参数。
（4）画出系统具体的电路图。
（5）提交课程设计报告书。
二、设计方案
1.设计原理
1.1PWM基本原理
脉冲宽度调制（PWM）是一种对模拟信号电平进行数字编码的方法。
通过高分辨率计数器的使用，方波的占空比被调制用来对一个具体模拟信号的电平进行编码。
PWM信号仍然是数字的，因为在给定的任何时刻，满幅值的直流供电要么完全有（ON），要么完全无（OFF）。
电压或电流源是以一种通（ON）或断（OFF）的重复脉冲序列被加到模拟负载上去的。
通的时候即是直流供电被加到负载上的时候，断的时候即是供电被断开的时候。
只要带宽足够，任何模拟值都可以使用PWM进行编码。
简而言之，就是用改变电机电枢（定子）电压的接通和断开的时间比（占空比）来控制电压的大小，在脉宽调速系统中，当电机通电时，其速度增加；电机断电时，其速度减低。
只要按照一定的规律改变通、断电的时间，即可使电机的速度达到并保持一稳定值。
1.2闭环调速系统结构图
PWM方式是在大功率开关晶体管的基极上，加上脉冲宽度可调的方波电压，控制开关管的导通时间t，改变占空比，达到控制目的。
图1是直流PWM系统原理框图。
转速调节器与速度调节器串极联结，转速调节器与给定电压之差作为速度调节器的输入，再用速度调节器的输出去控制PWM装置。
其中脉宽调制变换器的作用是：
用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速，达到设计要求。
图1、直流电动机PWM系统原理图
1.3速度调节器
在闭环直流调速系统中设置了速度调节器，速度调节器的输出当作PWM信号发生器的输入。
系统原理图如图2所示，检测部分中，采用了霍尔片式电流检测装置对电流环进行检测，转速则是采用了测速电机进行检测。
为了获得良好的静、动态性能，速度调节器采用PI调节器。
PI调节器的输出由两部分组成，第一部分是比例部分，第二部分是积分部分。
把比例运算电路和积分电路组合起来就构成了比例积分调节器，如图2所示，可知:
=-
-
当突加输入信号
时，开始瞬间电容
相当于短路，反馈回路中只有电阻
，此时相当于比例调节器，它可以毫无延迟地起调节作用，故调节速度快；而后随着电容
被充电而开始积分，
线性增长，直到稳态。
图2、PI调节器电路
速度调节器是调速系统的主导调节器，它使转速跟随其给定电压变化，稳态时实现转速无静差，对负载变化起抗扰作用，其输出限幅值决定电机允许的最大电流。
电流调节器使电流紧紧跟随其给定电压变化，对电网电压的波动起及时抗扰作用，在转速动态过程中能够获得电动机允许的最大电流，从而加快动态过程。
当电机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，起快速的自动保护作用。
一旦故障消失，系统立即自动恢复正常。
1.4PWM信号的产生
PWM信号产生电路如图3所示，SG3524生成的PWM信号经过一个非门转为两路相反的PWM信号，为了确保上下两桥臂不会直通发生事故，中间加入电容
、
进行逻辑延时，后面再加上非门和与门构成信号发生电路。
图3PWM生成电路
本设计采用集成脉宽调制器SG3524作为脉冲信号发生的核心元件。
根据主电路中IGBT的开关频率，选择适当的
、
值即可确定振荡频率。
由初始条件知开关频率为10kHz，可以选择
，
。
电路中的PWM信号由集成芯片SG3524产生，SG3524可为脉宽调制式推挽、桥式、单端及串联型SMPS（固定频率开关电源）提供全部控制电路系统的控制单元。
由它构成的PWM型开关电源的工作频率可达100kHz,适宜构成100-500W中功率推挽输出式开关电源。
SG3524采用是定频PWM电路,DIP-16型封装。
其管脚图和内部框图如下。
图4SG3524引脚说明和内部框图说明
SG3524工作过程是这样的：
直流电源Vs从脚15接入后分两路，一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的＋5V基准电压。
＋5V再送到内部（或外部）电路的其他元器件作为电源。
振荡器脚7须外接电容CT，脚6须外接电阻RT。
振荡器频率f由外接电阻RT和电容CT决定，f=1.18/RTCT。
振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式送至比较器的同相端，比较器的反向端接误差放大器的输出。
误差放大器实际上是个差分放大器，脚1为其反向输入端；脚2为其同相输入端。
通常，一个输入端连到脚16的基准电压的分压电阻上（应取得2.5V的电压），另一个输入端接控制反馈信号电压。
本系统电路图中，在DC/DC变换部分，SG3524-1芯片的脚1接控制反馈信号电压，脚2接在基准电压的分压电阻上。
误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，从而在比较器的输出端出现一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。
或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。
双稳态触发器的两个输出端互补，交替输出高低电平，其作用是将PWM脉冲交替送至两个三极管V1及V2的基极，锯齿波的作用是加入了死区时间，保证V1及V2两个三极管不可能同时导通。
最后，晶体管V1及V2分别输出脉冲宽度调制波，两者相位相差180°。
当V1及V2并联应用时，其输出脉冲的占空比为0％～90％；当V1及V2分开使用时，输出脉冲的占空比为0％～49％，脉冲频率为振荡器频率的1/2。
由SG3524构成的基本电路如图5所示，由15脚输入+15V电压，用于产生+5V基准电压。
9脚是误差放大器的输出端，在1、9引脚之间接入外部阻容元件构成PI调节器，可提高稳态精度。
12、13引脚通过电阻与+15V电压源相连，供内部晶体管工作，由电流调节器输出的控制电压作为2引脚输入，通过其电压大小调节11、14引脚的输出脉冲宽度，实现脉宽调制变换器的功能实现。
当脚10加高电平时，可实现对输出脉冲的封锁，进行过流保护。
SG3524的基准源属于常规的串联式线性直流稳压电源,它向集成块内部的斜波发生器、PWM比较器、T型触发器等以及通过16脚向外均提供+5V的工作电压和基准电压,振荡器先产生0.6V-3.5V的连续不对称锯齿波电压Vj,再变换成矩形波电压,送至触发器、或非门,并由3脚输出。
振荡器频率由SG3524的6脚、7脚外接电容器CT和外接电阻器RT决定,其值为:
f=1.15/RTCT。
考虑到对CT的充电电流为（1.2-3.6/RT一般为30μA-2mA）,因此RT的取值范围为1.8kΩ~100kΩ,CT为0.001μF~0.1μF,其最高振荡频率为300kHz。
开关电源输出电压经取样后接至误差放大器的反相输入端,与同相端的基准电压进行比较后,产生误差电压Vr,送至PWM比较器的一个输入端,另一个则接锯齿波电压,由此可控制PWM比较器输出的脉宽调制信号。
图5SG3524管脚构成的电路图
1.5隔离电路
光电耦合器用于电路之间的信号传输，使之前端与负载完全隔离，目的在于增加安全性，减小电路干扰，减化电路设计。
TLP521是可控制的光电藕合器件。
TLP521－2提供了两个孤立的光耦8引脚塑料封装，集电极-发射极电压：
55Ｖ（最小值）；经常转移的比例：
50％（最小）；隔离电压：
2500Vrms（最小）。
接收侧能接受的电流最大为50MA。
图6给出的是TPL521-2的引脚图。
图6TPL521-2光藕内部结构图及引脚图
1.6H桥可逆电路
在系统主电路部分，采用的是以大功率GTR为开关元件、H桥电路为功率放大电路所构成的电路结构，如图4所示。
图中，四只GTR分为两组，VT1和VT4为一组，VT2和VT3为另一组。
同一组中的两只GTR同时导通，同时关断，且两组晶体管之间可以是交替的导通和关断。
欲使电动机M向正方向转动，则要求控制电压Uk为正，各三极管基极电压波形如图3所示。
欲使电动机反转，则使控制电压Uk为负即可。
在此电路中我们所运用的GTR是H232813，它能承受的最大反压是400V，电流是72A。
二极管运用的是31GF4，它能承受的最大反压是400V，电流是3A。
而由于SG3524由2号管脚输入电压的时候能调的占空比是49%，所以对于H桥的外接电源，我们应该选择为320V。
双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为
如果定义占空比
，电压系数
则在双极式可逆变换器中
调速时，
的可调范围为0～1相应的
。
当
时，
为正，电动机正转；当
时，
为负，电动机反转；当
时，
，电动机停止。
但电动机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。
这个交变电流的平均值等于零，不产生平均转矩，徒然增大电动机的损耗这是双极式控制的缺点。
但它也有好处，在电动机停止时仍然有高频微震电流，从而消除了正、反向时静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”的作用。
正向运行（如图a）所示）：
第1阶段，在0≤t≤ton期间，Ub1、Ub4为正，VT1、VT4导通，Ub2、Ub3为负，VT2、VT3截止，电流id沿回路1流通，电动机M两端电压UAB=+Us；
第2阶段，在ton≤t≤T期间，Ub1、U4为负，VT1、VT4截止，VD2、VD3续流，并钳位使VT2、VT3保持截止，电流id沿回路2流通，电动机M两端电压UAB=–Us；
反向运行（如图b）所示）：
第1阶段，在0≤t≤ton期间，Ub2、Ub3为负，VT2、VT3截止，VD1、VD4续流，并钳位使VT1、VT4截止，电流–id沿回路4流通，电动机M两端电压UAB=+Us；
第2阶段，在ton≤t≤T期间，Ub2、Ub3为正，VT2、VT3导通，Ub1、Ub4为负，使VT1、VT4保持截止，电流–id沿回路3流通，电动机M两端电压UAB=–Us。
双极式控制的桥式可逆PWM变换器的优点：
（1）电流一定连续；
（2）可使电机在四象限运行；（3）电机停止时有微振电流，能消除静摩擦死区；（4）低速平稳性好，系统的调速范围可达1:
20000左右；（5）低速时，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。
a）.正向电动运行波形
b）.反向电动运行波形
1.7转速检测电路
转速检测电路如图8。
与电动机同轴安装一台测速发电机，从而引出与被调量转速成正比的负反馈电压
，与给定电压
相比较后，得到转速偏差电压
输送给转速调节器。
测速发电机的输出电压不仅表示转速的大小，还包含转速的方向，测速电路如图8所示，通过调节电位器即可改变转速反馈系数。
图8转速检测电路
1.8电流保护电路
过流保护是利用SG3524的脚10加高电平封锁脉冲输出的功能。
当脚10为高电平时，SG3524的脚11及脚14上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零。
过流信号取自电流互感器（对SG3524-1芯片串接在工频变压器的副边，对SG3524-2芯片串接在滤波电路前），经整流后得到电流信号加至如图9所示过流保护电路上。
过流信号加至电压比较器LM339的同相端。
当过流信号使同相端电平比反相端参考电平高时，比较器将输出高电平，则二极管D2将从原来的反向偏置状态转变为正向导通，并把同相端电位提升为高电平，这一变化将使得电压比较器一直稳定输出高电平封锁脉冲，则电路停止工作，在正常状态下，比较器输出零电平，不影响电路工作。
电机额定电流是24A,而HKA-NP额定输入电流时20A，故可用来测量电流，而它输出的电压时4V左右，所以可利用与LM339所接的5V比较，输出电压高于5V即为高电平，则SG3524锁定，电路被保护起来。
图9过流保护电路
LM339电压比较器的特点是：
1）失调电压小，典型值为2mV；
2）电源电压范围宽，单电源为2-36V，双电源电压为±1V-±18V；
3）对比较信号源的内阻限制较宽；
4）共模范围很大，为0~（Ucc-1.5V）Vo；
5）差动输入电压范围较大，大到可以等于电源电压；
6）输出端电位可灵活方便地选用。
（a）（b）
图10
图10（a）一个基本单限比较器。
输入信号Uin，即待比较电压，它加到同相输入端，在反相输入端接一个参考电压（门限电平）Ur。
当输入电压Uin>Ur时，输出为高电平UOH。
图10（b）为其传输特性。
而此时的过流信号就由一个霍尔传感器通过测量电机的电枢电流获得，这里的传感器我们选用HKA-NP系列，HKA-NP系列霍尔小电流传感器的初、次级之间是绝缘的，可用于测量直流、交流和脉冲电流。
电机额定电流是24A,而HKA-NP额定输入电流时20A，故可用来测量电流，而它输出的电压时4V左右，所以可利用与LM339所接的5V比较，输出电压高于5V即为高电平，则SG3524锁定，电路被保护起来。
电气参数如下图11：
图11HKA-NP系列霍尔小电流传感器电气参数
2.设计结果及参数分析
2.1闭环调速系统数学模型
2.2系统参数确定及说明
PWM控制器放大倍数
转速反馈系数
根据电动机的额定参数计算电动势系数，额定状态运行时
于是可得
则
再根据静差率
、调速范围D和额定转速落差
之间的关系得转速差为
r/min
PI调节器放大倍数
电枢回路电磁时间常数
电力拖动系统的机电时间常数
按照系统稳态误差要求，确定开环放大倍数
根据转速负反馈闭环速度控制系统特征方程，系统动态参数为
系统闭环传递函数为
由于
则
K值要求是
静态K值与动态K值无交集。
由以上分析可得，单纯采用比例环节不能满足要求，故应采用比例积分环节。
对比例调节器而言，放大倍数越大静差越小，K应大于以上所求静态参数中开环放大倍数，但K太大后会导致震荡，故K应小于动态下临界放大倍数，系统才能稳定。
但所求临界放大倍数小于静态开环放大倍数，因此使用比例调节器的转速单闭环调速系统无法同时满足这两方面的需要，必须再设计合适的校正装置，故而此处选用PI调节器，且该电路具有限幅功能，通过调整R0、R1的值，可以改变输出信号的正、负限幅值。
由于速度调节器是比例积分调节器所以稳态速度跟随误差为0，调节器又起到迅速响应速度给定信号的控制作用，又可以最终消除速度稳态偏差，实现无静差调速。
三、总结
该系统调速精度与调速范围要求不是很高，但与传统的晶闸管可控调速系统相比，它具有调速范围宽、快速性能好、功率因数高、结构简单等优点，使之以广泛应用于各行各业的直流调速系统当中。
本系统采用了脉宽调制器SG3524来完成，它解决了PWM电路的集成化问题，在实例中就可用此芯片来实现系统的调速。
四、心得体会
这次课程设计历时两周，在整整两个星期的日子里，可以说得是苦多于甜，但是可以学到很多很多的东西，同时不仅可以巩固了以前所学过的知识，而且学到了很多在书本上所没有学到过的知识。
经过这次课程设计我感受颇多。
在正式进行设计之前，我参考了一些网上的资料，通过对这些设计方案来开拓自己的思路，最后终于有了自己的思路。
课程设计是实践课的一种，在很大程度上实现了动手与动脑，理论与实际的相互结合，既是对工业环境的一个简单缩影，又是对理论知识的一种检验，很好地实现了从书本到实际操作的一个过渡。
课程设计不仅是对前面所学电力电子技术和运动控制理论的一种检验，而且也是对自己能力的一种提高。
通过这次课程设计使我明白了自己原来知识还比较欠缺，自己要学习的东西还太多。
以前老是觉得自己什么东西都会，什么东西都懂，有点眼高手低。
通过这次课程设计，我才明白学习是一个长期积累的过程，在以后的工作、生活中都应该不断的学习，努力提高自己知识和综合素质。
通过这次课程设计，我不仅在知识上有了进一步的巩固和提高，在求学和研究的心态上也有不小的进步。
我想无论是在学习还是在生活上只有自己有心去学习和参与才可能有收获，这也算是课设给我的一点小小的感悟。
最后，我深感要注重理论联系实际。
以前一直觉得理论知识离我们很远，经过课程设计，才发现理论知识与生活的联系。
这大大激发了我学习书本知识的兴趣。
再者我们学习的是工科，不单纯只是理论方面的的工作，还应该考虑到实际情况。
理论计算的结果可能与实际稍有差别，要以实际情况为准。
总之，在设计过程中，我不仅学到了以前从未接触过的新知识，而且学会了独立的去发现，面对，分析，解决新问题的能力，不仅学到了知识，又锻炼了自己的能力，使我受益匪浅。
参考文献
[1]李宁等，《电力拖动与运动控制系统》，高等教育出版社，2009年12月。
[2]陈伯时，《电力拖动自动控制系统》，机械工业出版社，2004年10月。
[3]徐邦荃，《直流调速系统与交流调速系统》，武汉.华中理工大学出版社，2000。
[4]《直流双极式可逆PWM调速系统设计》，武汉理工大学
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