异步电动机转子磁场定向控制系统仿真研究本科毕业论文设计.docx

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异步电动机转子磁场定向控制系统仿真研究本科毕业论文设计

本科毕业论文（设计）

异步电动机转子磁场定向控制系统仿真研究

TheSimulationResearchonAsynchronousMotorControlSystemBasedonRotorField-Oriented矚慫润厲钐瘗睞枥庑赖。

独创性说明

作者郑重声明：

本毕业论文（设计）是我个人在指导教师指导下进行的研究工作及取得研究成果。

尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，毕业论文（设计）中不包含其他人已经发表或撰写的研究成果，也不包含为获得辽东学院或其他单位的学位或证书所使用过的材料。

与我一同工作的同志对本研究所做的贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。

聞創沟燴鐺險爱氇谴净。

作者签名：

___________日期：

____

摘要

三电平逆变器因为其可以实现更高的电压等级，输出较少的谐波含量等优势在高压大功率的逆变场合得到了广泛的应用，而转子磁场定向控制是应用最广泛的调速方法。

因此，本文对结合三电平逆变器的异步电机转子磁场定向控制的问题进行了研究。

残骛楼諍锩瀨濟溆塹籟。

文中在分析了三电平逆变器的拓扑结构及工作原理和三相异步电机的数学模型、坐标变换的基础上，深入研究了转子磁场定向矢量控制系统的基本原理，设计了磁链和转速双闭环系统并给出了框图。

最后，利用MATLAB/Simulink对系统进行了仿真。

酽锕极額閉镇桧猪訣锥。

关键词：

三电平逆变器；异步电机；转子磁场定向控制；MATLAB仿真彈贸摄尔霁毙攬砖卤庑。

TheSimulationResearchonAsynchronousMotorControlSystemBasedonRotorField-Oriented謀荞抟箧飆鐸怼类蒋薔。

Abstract

Three-levelinverterbecauseitcanachievehighervoltagegrade,outputlessharmoniccontentofadvantagesinhighpressurehigh-powerinverteroccasionsawiderangeofapplications,androtorfield-orientedcontrolisthemostwidelyusedcontrolmethod.Therefore,thisarticlechoosesthree-levelinverterinductionmotorrotorfield-orientedcontrolforresearch.厦礴恳蹒骈時盡继價骚。

Basedontheanalysisofthethree-levelinvertertopologystructureandworkingprincipleandmathematicalmodelofthree-phaseasynchronousmotor,onthebasisofthecoordinatetransformation,thein-depthstudyoftherotorfield-orientedvectorcontrolsystemdesign,thebasicprincipleoftherotorfluxobserver,fluxandspeeddoubleclosedloopsystem.Finally,hascompletedthedesignofcontrolsystemandgivesthediagram.MATLAB/Simulinkonthesystemmodelingandsimulation.茕桢广鳓鯡选块网羈泪。

Keywords：

Three-LevelInverter;AsynchronousMotor;rotorfieldorientedcontrol;MATLABsimulation鹅娅尽損鹌惨歷茏鴛賴。

一、绪论

（一）课题背景和意义

为了解决电力紧张的现状，实现节能，需要提高用电设备的效率。

变频器是节电的主要方法。

常用中小功率的变频器发展很成熟，而200KW以上的大中功率变频器还有很大的发展空间。

受到功率器件的载流能力和耐压能力的限制，两电平逆变器难以实现高压大功率电能变换。

多电平逆变器因为其电压应力小，输出谐波少等优点在高压大容量领域具有广阔的发展前景，成为研究的热点[1]。

仓嫗盤紲嘱珑詁鍬齊驁。

传统的恒压频比控制和转差频率控制都不能满足动态性能的要求，转子磁场定向控制模拟直流电机的控制方式，实现了电机转矩和磁通的解耦，达到了对瞬时转矩的控制，所以得到了广泛的应用。

直接转矩控制也是一种转矩闭环控制方法，但低速性能不理想。

目前转子磁场定向控制应用最为广泛。

所以对异步电机转子磁场定向控制的研究是很必要的[2]。

绽萬璉轆娛閬蛏鬮绾瀧。

在高压大功率的应用领域，结合多电平逆变器的异步电机转子磁场定向控制因为其自身的优点得到了广泛的应用。

（二）多电平逆变器的发展概况

传统两电平逆变器在一个输出周期内桥臂的相电压为两电平波，高频时产生很大的浪涌电压和开关损耗，无法应用在高压输出逆变器场合。

所以，日本AkiraNabae教授1981年提出了中点嵌位逆变器,它有两个分压电容，每个桥臂上增添了两个功率开关和中点嵌位二极管。

该逆变器输出三电平的电压波，称为三电平逆变器。

P.M.Bhagwat等人于1983年将三电平逆变器推广到五电平、七电平等多电平逆变器结构。

多电平逆变器能够实现更高的电压等级、输出电压谐波含量低、du/dt和di/dt引起的电磁干扰小，在高电压大功率逆变场合具有广泛的应用。

骁顾燁鶚巯瀆蕪領鲡赙。

多电平逆变器包括二极管嵌位型、电容嵌位型、有源中点嵌位型逆变器等。

还有一些衍生的拓扑结构，例如层叠多单元逆变器等。

研究多电平拓扑是为了实现多电平的输出电压，使其应该用在更高的电压场合，减小谐波含量。

二极管嵌位型、电容嵌位型多电平逆变器适用于高电压输出大功率逆变场合。

随着电力电子技术的发展，大容量逆变器得到了广泛的应用。

二极管箝位式逆变器的拓扑结构已经有了成熟的应用，但中点电压平衡难以控制，目前只有三电平逆变器实现了应用[3-4]。

瑣钋濺暧惲锟缟馭篩凉。

（三）异步电机转子磁场定向控制技术综述

1.交流调速的发展概况

直流电动机的调速性能优于交流电动机，因此在调速领域曾一直占主导地位。

但直流电动机结构复杂，转速、电压、功率受到环境影响，价格昂贵。

与此同时交流电动机具有结构简单、坚固耐用、价格低廉、维修方便等优点。

但异步电动机本身是一个非线性、强耦合的多变量系统，可控性较差，以前未得到大规模应用。

交流调速的初期，人们只能从异步电机的稳态模型研究调速方法。

异步电机的控制包括恒压频比控制、滑差频率控制。

恒压频比（V/F）控制是只在控制过程中保持V/F是常数不变，保证定子磁链的恒定，是一种最简单的控制方法。

但它是一种开环控制，动态性能较差，控制参数还需要根据负载的不同改变，低速时还可能产生不稳定的现象。

滑差频率控制包含了速度闭环，更容易使系统稳定。

但是没有瞬时转矩的闭环控制，所以会影响动态性能。

所以这两种方法都是稳态控制，电机动态性能不好。

大多应用在风机等没有高动态性能要求的调速中[2]。

由于现代电力电子技术、现代控制理论、微机控制技术等理论技术的发展，异步电机调速取得了突破性进展，交流调速技术进入了一个新的时代[11]。

鎦诗涇艳损楼紲鯗餳類。

2.转子磁场定向控制技术的发展概况

德国的F.Blaschke在1971年提出矢量控制理论。

矢量控制一般称为磁场定向控制，也就是将磁场的方向作为坐标轴的基准方向。

转子磁场定向控制的思想是将异步电机模拟成直流电机控制。

应用坐标变换将电机三相系统变为两相系统，在转子磁场定向坐标系上，交流电矢量变为了互相垂直独立的励磁直流分量和转矩直流分量。

控制励磁分量为恒定值，通过控制电流转矩分量控制电机转矩，这种控制方法和直流电机的转矩控制相似。

转子磁场定向控制消除了标量控制的缺陷，同时提高了实时控制。

在转子磁场定向控制中，电机参数变化和转速测量的误差会引起磁链误差，影响转子磁场定向控制的效果。

栉缏歐锄棗鈕种鵑瑶锬。

20实际70年代刚刚提出磁场定向控制的基本理论，开创了交流传动的新纪元。

但由于其运算非常复杂，当时的控制系统无法实现。

电力电子器件、微处理器和现代控制理论的高速发展为高性能交流调速奠定了基础。

21世纪转子磁场定向控制也在快速的发展，日本在通用变频器上的无速度传感器方面比较先进，美国在电机参数辨识上的研究比较深入，德国在大功率系统应用上比较先进。

辔烨棟剛殓攬瑤丽阄应。

采用现代数字控制技术，开发更精确的转子磁场定向方法和磁通观测器，使变频器获得更大的低频转矩和过载能力是以后的重要发展方向，无速度传感器的开发峴扬斕滾澗辐滠兴渙藺。

也是研究热点之一。

（四）课题研究的主要内容

多电平逆变器因为耐压高，输出谐波含量少等优点，适合应用于在高压大功率应用领域，三电平逆变器是多电平逆变器中应用最广泛的一种。

异步电机的磁场定向控制模拟直流电机可以实现良好的动态性能。

本文针对基于三电平逆变器的异步电机转子磁场定向控制进行了研究。

詩叁撻訥烬忧毀厉鋨骜。

本课题的主要工作包括：

1.对二极管嵌位式三电平逆变器的拓扑结构、工作原理进行了分析。

2.分析了异步电机在三相静止坐标系和两相同步旋转坐标系上的数学模型，研究了异步电机转子磁场定向控制的原理和磁链观测模型。

则鯤愜韋瘓賈晖园栋泷。

3.设计了基于三电平逆变器的异步电机转子磁场定向控制系统，包括转速闭环、磁链闭环。

4.对三电平逆变器的异步电机转子磁场定向控制系统的动态性能进行了MATLAB仿真。

二、二极管嵌位式三电平逆变器

（一）逆变器介绍

多电平逆变技术最初的出发点是通过对逆变器的主电路进行改进，使得逆变器的所有开关器件都工作在基频或者基频以下，以达到降低功率器件开关的频率、减小开关应力、减小输出电压谐波含量等目的，提高整个功率变换的效率，但因多电平逆变器需要的各种功率器件较多，所以从提高产品性价比的角度考虑，更适合应用于高压大功率的场合。

胀鏝彈奥秘孫戶孪钇賻。

理论上，逆变器的电平数越多，所得到的阶梯数越多，从而更接近于正弦波，谐波含量越小。

但在实际应用中，由于受到硬件条件和控制电路的复杂性的制约，在综合考虑性能指标的情况下，三电平逆变器最为普遍，对其研究和分析具有实际意义鳃躋峽祷紉诵帮废掃減。

三电平是相对于通用变频器中常用的两电平方案而言的[14]。

在两电平逆变器中，通过轮流导通的电力电子器件，在输出端把中间直流回路的正端电压和负端电压分别接到交流电动机定子各相绕组上。

当逆变器输出电压较高时，开关器件的耐压不够。

所以提出了多电平逆变器适应负载的要求[3]，目前只有二极管嵌位式三电平逆变器在中压大功率传动系统中得到了实际应用[5]。

三电平电路由于其特殊的电路结构，除P、N两种电平输出外还可以实现零电平O输出[6]。

稟虛嬪赈维哜妝扩踴粜。

二极管嵌位式三电平逆变器的电平数比两电平逆变器多，输出电压和电流接近于正弦波，谐波含量减少。

器件受到的电压应力小，系统可靠性提高。

du/dt的降低减小了对外围电路和电机的影响[17]。

但它也带来了中点电位平衡问题。

基于三电平逆变器的优势，本文采用二极管嵌位式三电平逆变器，并通过开关状态的分配减小中点电位偏移。

陽簍埡鲑罷規呜旧岿錟。

（二）三电平逆变器的拓扑结构及工作原理

多电平电路的实现有很多方式，但从电路原理的角度，为得到所要输出的多层电平，至少应该具有两个条件：

一．在输入侧有基本的直流电平；二．需要由有源和无源开关器件组成的基本变换单元，将基本电平合成以实现多电平输出。

通过对基本电路单元的不同组合，可以生成不同电平数以及不同电路特性的多种电路。

根据需要对这些电路加以简化，就可以得到许多实用的多电平电路拓扑。

目前所见到的多电平逆变器，按照主电路拓扑结构分，主要分为三类基本的拓扑结构：

二极管钳位型多电平逆变器（Diode-clampedmultilevelinverter）、飞跨电容型多电平逆变器（Flying-capacitormultilevelinverter）和级联型多电平逆变器（Cascadedmultilevelinverter）。

最常见的二极管钳位型三电平逆变器，这种拓扑简单，应用广泛，控制策略也比较简单，是分析多电平逆变器的基础。

沩氣嘮戇苌鑿鑿槠谔應。

当逆变器电路需要输出电压较高时，开关器件的耐压不够，这时可以对电路拓扑结构进行改造，以使得在当前开关器件耐压水平下，获得更高的电压输出，二极管钳位型三电平电路是最早提出的一种拓扑。

钡嵐縣緱虜荣产涛團蔺。

图2.1三电平逆变器拓扑结构

三电平逆变器的拓扑结构如图2.1所示，当S1和S2同时导通时，输出端A相对M点的电平为Ud/2（E）；当S2和S3同时导通时，输出端A相与M点相连，因此它的电平为0；当S3和S4同时导通时，输出A相电压为-Ud/2（-E），所以每相桥臂能输出三个电平状态，由三相这种桥臂组成的逆变器就叫做二极管钳位型三电平逆变器。

懨俠劑鈍触乐鹇烬觶騮。

从表2.1可以看到三种稳态工作模式的开关状态和输出电压的对应关系，主开关管S1和S4不能同时导通，且S1和S3、S2和S4的工作状态恰好相反，即工作在互补状态，平均每个主开关管所承受的正向阻断电压为Ud/2。

另外从表2.1中也可以看出，每相桥臂中间的两个IGBT导通时间最长，导致发热量也多一些，因此实际系统散热设计以这两个IGBT为准。

謾饱兗争詣繚鮐癞别瀘。

表2.1二极管箝位式三电平逆变器的开关状态和输出电平

为了分析逆变器的开关器件的换向过程，假设开关S3关断，S1导通，开关状态由O变为P。

图2.2（a）给出了开关S1，S4的开关信号Vg1，Vg4。

与两电平逆变器相似，在S1与S3之间需要换向时间。

图2.2（b），（c）给出了逆变器A相桥臂的换向过程，每个开关管上并联一个电阻。

根据A相负载电流的方向，分两种情况分析。

呙铉們欤谦鸪饺竞荡赚。

当iA>0时，换向过程如图2.2（b）所示。

假设（a）在感性负载下，换向过程中负载电流

iA保持恒定。

（b）直流侧电容C1，C2足够大，每个电容上的电压保持E。

（c）所有的开关是理想开关。

在开关状态[O]，开关S1，S4关断，S2，S3导通。

钳位二极管VD1由于负载电流iA>0导通。

S2，两端电压Vs2=Vs3=0，关断的两个开关管两端电压Vs1=Vs4=E。

莹谐龌蕲賞组靄绉嚴减。

在换向δ时刻，S3关断，电流iA仍然保持，当S3完全关断后，S3，S4两端的电压Vs3=Vs4=E/2。

麸肃鹏镟轿騍镣缚縟糶。

在开关状态[P]下，开关S1导通，钳位二极管VD，方向偏置而截止。

负载电流由VD1上换到S1上。

开关S3，S4已经关断，Vs3=Vs4=E。

納畴鳗吶鄖禎銣腻鰲锬。

当iA<0时，换向过程如图2.2（c）所示。

在开关状态[O]，开关S1，S4关断，S2、S3导通。

钳位二极管VD2由于负载电流iA<0导通。

关断的两个开关管两端Vs1=Vs4=E。

風撵鲔貓铁频钙蓟纠庙。

（a）开关信号

（b）当iA>0时换向过程

（c）当iA<0时换向过程

图2.2开关状态从[O]到[P]的换向过程

在换相δ时刻，S3关断，电流iA通过二极管D1，D2续流，Vs1=Vs2=0。

负载电流由S3换向到二极管D1，D2中。

当S3完全关断后，S3，S4两端的电压Vs3=Vs4=E。

灭嗳骇諗鋅猎輛觏馊藹。

在开关状态[P]下，开关S1导通，不影响电路的工作。

负载电流仍然能通过二极管D1，D2流入直流侧。

综上所述，逆变器的所有开关器件在开关状态从[O]到[P]过程中，只承受直流母线电压的一半。

同样在开关状态由[P]到[O]，由[N]到[O]，由[O]到[N]，也能得出同样的结论，因此在逆变器中不存在动态分压问题。

铹鸝饷飾镡閌赀诨癱骝。

开关状态由[P]到[N]是禁止的，因为：

（a）这需要逆变器的一个桥臂上的开关，两个同时导通，两个同时关断，每个开关上的电压会出现动态不均。

（b）开关损耗增加一倍。

攙閿频嵘陣澇諗谴隴泸。

（三）二极管钳位型三电平逆变器的优缺点

综合以上分析，可以概括出二极管钳位型三电平逆变器有以下优点：

1.三电平逆变器能够很好的解决电力电子开关器件耐压不够高的问题。

器件承受的关断电压就是直流回路电压的一半，三电平拓扑使得相同耐压水平的开关器件，可以应用于中高压的大容量变频器。

由于没有两电平逆变器中两个串联器件的同时导通和同时关断问题，对器件的动态性能要求低，器件受到的电压应力小，系统的可靠性有所提高。

趕輾雏纨颗锊讨跃满賺。

2.三电平输出电压电平数增多，各级电平间的幅值变化降低，低的dv/dt对外围电路的干扰减小，对电机的冲击小，在开关频率附近的谐波幅值也小。

夹覡闾辁駁档驀迁锬減。

3.由于三电平逆变器输出为三电平阶梯波，形状更接近正弦。

在同样的开关频率下，开关损耗小，效率高，这正适应高压大容量逆变器由于开关损耗及器件性能的问题开关频率不能太高的要求。

视絀镘鸸鲚鐘脑钧欖粝。

4.可以控制无功功率流。

但是二极管钳位型三电平逆变器结构也有它固有的不足：

1.需要钳位二极管，对三电平来说，钳位二极管承受反压相同，但是对于更多电平电路来说，钳位二极管承受反压最高为（M-2）/（M-1），最低为1/（M-1），其中M为电平数。

偽澀锟攢鴛擋緬铹鈞錠。

2.每桥臂内外侧功率器件的导通时间不同，造成符合不一致。

每相桥臂越靠中间的管子开通时间越长，这样同一桥臂上管子的额定电流也会有所不同。

緦徑铫膾龋轿级镗挢廟。

3.存在直流分压电容电压不平衡问题[12]。

三、异步电机转子磁场定向控制

（一）异步电机动态数学模型与坐标变换

1.三相异步电动机的数学模型

异步电动机是一个多变量，强耦合系统，它的数学模型由电压方程、磁链方程、转矩方程组成[25]。

（1）电压方程

定子绕组的UA电压方程

（3.1）

式中UA、UB、UC为定子相电压，iA、iB、iC为定子相电流，Rs为定子电阻，ΨA、ΨB、ΨC为定子磁链。

騅憑钶銘侥张礫阵轸蔼。

转子绕组折算到定子侧的电压方程

（3.2）

式中Ua、Ub、Uc为转子相电压，ia、ib、ic为转子相电流，Rr为转子电阻，Ψa、Ψb、Ψc为转子磁链。

疠骐錾农剎貯狱颢幗騮。

所以电压方程的矩阵形式为

（3.3）

或写成

（3.4）

（2）磁链方程

磁链等于自感磁链和互感磁链之和。

磁链方程的矩阵形式

（3.5）

LAA、LBB、LCC为定子绕组的自感。

对每一项定子绕组来说，它所交链的磁通包括互感磁通和漏感磁通。

互感磁通是穿过气隙的磁通，漏感磁通是只与一相绕组交链的磁通。

互感磁通是主要磁通。

由于绕组的对称性，各相的漏感相等。

所以定子自感为镞锊过润启婭澗骆讕瀘。

（3.6）

Lms为定子互感，Lls为定子漏感。

转子电阻的自感为

（3.7）

Lmr为转子互感，Llr为转子漏感。

定子三相之间的互感是常值

（3.8）

转子三相之间的互感也为常值

（3.9）

定子和转子之间的互感

（3.10）

θ为转子a相和定子A相之间的夹角。

（3）转矩方程

转矩磁链方程3.5显然比较复杂，为了方便起见，可以将它写成分块的矩阵形式

（3.11）

其中

（3.12）

（3.13）

（3.14）

（3.15）

根据机电能量转换原理。

在多绕组电机中，在线性电感的条件下，磁场的蓄能和磁共能为：

（3.16）

而电磁转矩等于机械角位移变换时磁共能的变化率

，且机械角位移

，于是，

（3.17）

将式3.16代入到3.17中，并考虑到电感的分块矩阵关系式3.13—3.15得

（3.18）

又由于

代入到3.18中得：

（3.19）

以式3.15代入到3.19中并展开后，舍去负号，意即电磁转矩的正方向为使

减小的方向，则有转矩方程为

（3.20）

应该指出，上述公式是在线性磁路、磁动势在空间按正弦分布的假定条件得出来的，但对定、转子电流时间的波形未作任何假定，式中的电流i都是实际瞬时值。

因此，上述电磁转矩公式完全适合用于变压变频器供电的含有电流谐波的三相异步电动机调速系统。

榿贰轲誊壟该槛鲻垲赛。

图3.1三相异步电机定转子坐标系

2.坐标变换

由上节可知交流电机的数学模型比较复杂，求解困难，所以采用坐标变换的方法对交流电机的数学模型进行坐标变换，简化电机模型。

直流电机的励磁绕组和电枢绕组完全解耦，分析和控制都很简单。

所以坐标变换的思想就是将交流电机的物理模型等效的变换为直流电机模式，等效变换的原则为在不同坐标系上产生的磁动势完全相等[14]。

邁茑赚陉宾呗擷鹪讼凑。

（1）三相-两相坐标变换

三相-两相变换为三相静止坐标系和两相静止坐标系间的变换。

三相静止坐标系（ABC坐标系）的A轴和两相静止坐标系（αβ坐标系）α轴重合。

设三相绕组每相匝数为N3，两相绕组每相匝数为N2，各相磁动势为匝数和电流的乘积，磁动势矢量在相应的坐标轴上。

嵝硖贪塒廩袞悯倉華糲。

图3.2三相和两相坐标系与绕组磁动势的空间矢量

当三相总磁动势和两相总磁动势相等时，两套绕组瞬时磁动势在α、β轴上的投影相等，

（3.21）

所以

（3.22）

当变换后功率不变时匝数比为

所以三相坐标系到两相静止坐标系的变换矩阵为

（3.23）

从两相静止坐标系到三相坐标系的坐标变换为

（3.24）

（2）两相—两相旋转坐标变换

图3.3两相静止坐标系和两相旋转坐标系

如图3.3所示，两相静止坐标系（αβ坐标系）和两相旋转坐标系（dq坐标系）。

dq坐标系以同步角速度ω1旋转。

d轴和α轴的夹角Ψ是变化的。

αβ坐标系上的两相交流电流iα、iβ和dq坐标系上的两相直流电流id、iq产生相等的合成磁动势Fs，它也以同步角速度ω1旋转。

取各相绕组匝数相等。

由总磁动势相等得到该栎谖碼戆沖巋鳧薩锭。

（3.25）

即

（3.26）

所以两相旋转坐标系到两相静止坐标系的坐标变换矩阵为

（3.27）

两相静止坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换矩阵为

（3.28）

（3）三相—两相旋转坐标变换

由三相—两相坐标变换和两相—两相旋转坐标变换可以得到三两—两相旋转坐标变换的变换矩阵为

（3.29）

3.异步电机在两相任意旋转坐标系上的数学模型

根据掌握的内容可以知道，异步电机的数学模型比较复杂，而坐标变换的目的就是要简化数学模型，异步电机的数学模型是建立在三相静止坐标系上的，如果把它变换到两相坐标系上，由于两相坐标系互相在垂直，两相绕组之间没有磁力的耦合，仅此一点就会使数学模型简化很多。

劇妆诨貰攖苹埘呂仑庙。

两相坐标系可以是静止的，也可以是旋转的，其中以任意旋转的坐标系为最一般的情况，有了这种情况的数学模型，要求出某一具体两相坐标系上的模型就比较容易了。

臠龍讹驄桠业變墊罗蘄。

如图3.4所示