Class-D功放详解.ppt
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AudioClassDAmplifierIntroduction,制作：
刘全,IntroductionOfClass-DAmplifier,OUTLINE,Class-DAmplifier的工作原理和结构,D类放大器的失真,CompareClass-DAmplifierWithClassAB,Class-DAmplifier特徵參數的介紹和應用,ClassDAmplifier滤波器及filterlessAmplifier,ClassDAmplifierCodec&Touchscreencontroller,OUTLINE,Class-DAudioAmplifier的工作原理和结构特点,ThePrincipleOfClass-DAmplifier,Class-DAmplifier使用脉寬調製技術（PWM技術）用模拟信号的幅度来调制一系列矩形脉冲的宽度。
这种脉宽调制是用一个等幅三角波来对音频信号进行采样来实现（如右）。
经过采样后，模拟信号的幅度信息就被转换到脉冲信号的宽度信息中去了。
图1.脉宽调制（PWM）的原理图,這樣模拟音频信号就变成了一系列宽度受到调制的等幅脉冲信号。
優點：
1.原来的模拟信号包含在脉冲信号的宽度之中，則放大時晶体管的非线性引起的幅度失真不会引起信号的失真。
2.晶體管可以工作在開關狀態，在開關狀態的晶體管工作效率很高，且可以提供更高的功率。
NOTE：
为了不失真地放大最高频率分量为20KHz的音频信号，三角波的重复频率最好在十倍音频的最高频率分量，也就是200KHz以上,右圖表明了一个1KHz的正弦波音频信号，经过三角波采样后的输出频谱，其中包含有很多高频分量。
在PWM的输出后面加上一个低通滤波器，就可以滤去矩形波的高频分量。
NOTE：
低通濾波器的截止頻率fc大於20KHz，小於開關頻率。
图2原始信号和PWM输出信号以及经过低通滤波器以后的信号频谱,雖然Class-DAmplifier的工作原理都是依靠PWM調製技術，但在具體採樣方式和時序上，各個廠商之間卻各不相同，以TI&PAM為例：
右圖為TI廠商型號：
TPA3110D2全橋輸出的波形。
黃色曲綫和藍色曲綫分別為負載兩端對地的波形，紅色曲綫為黃色曲綫與藍色曲綫做減法運算得到的波形即負載的輸出波形。
图3TPA3110D2全橋輸出的波形,图4PAM8610全橋輸出的波形,右圖為PAM8610全橋輸出的波形，黃色曲綫和藍色曲綫分別為負載兩端對地的波形，紅色曲綫為黃色曲綫與藍色曲綫做減法運算得到的波形即負載的輸出波形。
跟上圖比較可知PAM8610負載兩端的是半個正弦波的波形，兩者之間相位相差180度。
而TPA3110D2負載兩端的波形雖然相位也相差180度但卻是兩個完整的正弦波。
說明兩者的採樣方式和時序並不相同,Class-DAudioAmplifier的基本特点和结构,Amplifiersoptimizedtodrivelow-impedanceloadsTypically4,8,16or32WAmplifiersoptimizedforaudiofrequencies2020kHzAmplifiersthatprovidefeatureslikeVolumecontrolSpeakerandheadphonedriveI2CinterfaceBassboostSmallpackageoptions,图5.D类放大器的结构图,最简单的PWM就是一个比较器，它的一端输入原始要放大的信号，另一端就输入一个高频三角波。
在这个比较器的输出就是一个脉宽被调制的矩形波。
这个矩形波就直接加到一对互补晶体管进行放大。
NOTE：
采用负反馈回路可降低失真，最简单的方式：
直接从输出端经过RF反馈到输入端。
三角波可以采用如右图的方式来产生。
比较器输出的电压为V1和V1。
当输出电压为V1时，三角波以m=V1/R6C4的斜率增长。
假定三角波的峰值幅度为从VTP到VTP。
再假定三角波的周期为T1/fT。
那么2VTPmT/2=V1/2fTR6C4。
比较器在其非倒相输入端的电压达到0时，切换其状态。
这发生于V1/R8=VTP/R7。
所以，三角波的频率就等于fT=R8/4R6R7C4，VTPV1R7/R8,图6.三角波发生器,NOTE：
积分电路的输出电压与输入电压的积分成反比关系，所以阶跃信号输入积分电路后会输出一个比例函数的波形。
按拓扑结构分Class-D类Amplifier可分为半桥和全桥结构。
全桥式特点就是信号的正半周时，左边上面的和右边下面的晶体管导通，负载电流从左流向右；而当信号进入负半周时，右边上面和左边下面晶体管导通，负载中的电流从右流向左。
这样相当于把电源电压提高了一倍。
即可用增加晶体管数量而不用提高电源电压的方法就可以提高输出功率。
图7.全橋式桥式输出的D类放大器,图8.半桥式和全桥式结构比较,CompareClass-DAmplifierWithClassAB,AudioamplifierbasicconfigurationClass-ABvs.Class-D,Class-ABamplifiersusethesamepush-pullarchitectureasclass-B,butactivedevicesarebiasedonwithasmallquiescentcurrentwhenVin=0.advantage:
excellentlinearitydisadvantage:
poorefficiency,Class-DamplifiersmodulatestheaudiosignalintoahighfrequencyPWMsignalthatdrivesthespeaker（s）.advantage:
highefficiency,Class-ABrequiresheatsink!
Single-EndedLoad（SE）Configuration,D/AConverter,DigitalInput,RCLPF,+VDD,AnalogInput,Class-ABSE,Power=VRMS2/RL,VRMS=VPP/2.83=VPP2/8*RL=0.63WRMSPower,VPP,VPP,VPP=4.5VmaxVRMS=VPP/22=1.59VRL=4WVDD=5V,RL,fLOW=1/（2pRLCC）,CC,Advantage:
Simple,cheaper,Advantage:
Simple,cheaper,EfficiencyOfClass-DAmplifier,和AB类放大器相比，D类放大器有很高的效率一般在80%以上。
由於D类放大器的输出级完全工作于开关状态，損耗很小只要考虑在导通时的损耗。
假定负载电阻为RL，晶体管导通时的内阻为Ron，則效率為：
ERL/（2Ron+RL）除外，偏置电流、输入电容充电、和切换电流都会降低效率，右图为D类放大器和AB类放大器在不同的输出功率时的效率。
图9.D类放大器和AB类放大器在不同的输出功率时的效率,NOTE：
图上为效率是在输入为正弦波的情况下测出的，而在实际的音乐条件下，效率就没有那么高（75%左右），但依然要远高于AB类amplifier（是Class-AB類的2.54倍）。
为什么class-D类和AB类amplifier的效率相差那么多，可以通过计算他们的耗散功率得知如右。
其中K为总线电压和输出电压的比值，Psw为开关损耗，Pcond为传导损耗，Pgd为栅极驱动损耗，Qg为栅极的电量，Coss为晶体管输出电容，tf为晶体管开启时间。
由右图可知class-DAmplifier可通过Qg，Coss，tf和Rds（on）等参数的控制优化得到最优的效果,图10.D类放大器和AB类放大器的耗散功率,效率的不同也表现在表面温度上，图7表明两种放大器在不同的输出功率时的表面温度。
在很多更大输出功率情况下，AB类amplifier需要采用散热器.,图11.D类放大器和AB类放大器在不同的输出功率时的表面温度,圖12TestofClass-DandClassAB,D类放大器的失真,MajorCauseofImperfection,Deadtime,Delaytime,FeedbackIntegrator,Modulationerror,Quantizationerror,Single-bridge/Fullbridge,Filterlessmodulationscheme,Switchnonidealities,FiniteRonBodydiodeRecovery（EMI）,NonlinearLC,PoorPSRR,Noisecoupling,POPNoise,THDandDeadtime,Class-D放大器根据输出波形随输入时序波形变化分为3个区间：
1.输入电流从DAmplifier流向负载。
当高端器件断开，低端器件开通之前输出节点由负VBUS驱动，与低端开通时序无关，因此输出波形只随高端输入时序的变化而变化，导致了PWM变短；2.负周期工作区状况同上；3.这一区间处于上述两区间之间，输入时序波形与死区时间无关，输出仅跟随每个输入的关断沿的变化而变化.,NOTE：
死区时间会严重影响失真，时长几十纳秒就可能导致THD达到1%以上。
图13THDandDeadtime,PowerSupplyPumping,另一个导致THD增大的原因是总线充电，可以在半桥拓扑向负载提供低频的输出信号时观察到如右。
这主要是由于D类Amplifier的增益与Vbus直接成比例关系，Vbus波动造成输出失真。
由于D类Amplifier的开关时双向的，当大量LPF电感储存的能量回流至电源时，电源无法吸收从而导致Vbus上升产生波动。
NOTE：
全桥式拓扑没有这个问题因为开关桥臂回馈的能量会被另一条桥臂吸收。
图14总线通电造成的失真,EMIconsideration:
QrrinBodyDiode,低端器件导通体二极管有漏电流通过；在死区区间输出LPF电感的感应电流会使低端二极管继续导通；3.接下来当高端器件的死区时间未开启时除非储存的大量少数载流子被完全放电否则体二极管会处于导通状态，会产生一反向恢复电流；这一电流会形成一个高频的尖峰脉冲引起杂散电感的不必要震荡，引发EMI干扰。
Class-DAmplifier特徵參數的介紹和應用,GeneralAudioAmplifierParameter,BigThreeOutputPower（ex.Rout=8ohm,THDN=1%）Bandwidth（ex.GainFlatness,2020kHz）SNR:
（ex.1kHz,1VrmsFS）Others:
THD+N（ex.0.01%,80dBFs,AweightingFilter）POPEfficiency,Cross-TalkForStereoPSRR,MaximumOutputPower,Audioamplifierparameter:
SNR,Audioamplifierparameter:
THDN,频率响应是指音频功放输入端口输入的正弦信号电压及音量控制恒定时，音频功放输出的正弦信号电压随输入信号频率变化的函数关系。
只要采样的三角波重复频率比音频信号的最高频率分量的频率高10倍以上D类放大器就可以得到很好的频率响应。
所以用250KHz的三角波的D类放大器很容易得到超过20kHz的频率响应。
D类放大器的频率响应,图15.典型的D类放大器频响（上面为增益下面为相位）,电源纹波抑制比（PSSR）就是指电源的变化反映到输出的变化之比，在线性放大器中，放大器的增益几乎完全和电源电压的变化无关。
但在D类放大器中情况就完全不同。
放大器的输出直接和电源电压有关。
因为电源的纹波可以直接经过导通的晶体管加到输出负载上去。
所以这时候它的PSSR相当于0dB。
这是完全不能接受的。
为了提高放大器的PSSR，通常可以采用负反馈的方法，一般可以把PSSR提高到70dB以上。
D类放大器的电源抑制比（PSSR）,图16.PSRR定义和测量,considerationforInputcircuit:
-keepbalancebetweenthedifferentialpairinputs-meettherequiredfrequencyresponse,ApplicationOfClass-DAmplifier,heat,HeattransferrouteICPowerPadandambientairgroundplaneattoplayerandsolidViasgroundplaneatpcbbottomambientair,heattransfer/PCBlayout,ItisagoodpracticetocopytheEVMPCBlayoutasmuchaspossible.,ClassDAmplifier滤波器及filterlessAmplifier,喇叭阻抗会随着信号频率的升高而升高，这是由喇叭自身电感和分布电容产生自谐振引起的。
这会导致效率降低，射频辐射严重，为解决这些一般都会在输出加一个滤波器。
高频时，负载呈现电容性，串联一个电感就可以改善。
这个串联电感可使高频分量不流向负载，从而减少了辐射，也提高了效率。
只用一个串联电感并不能有效地解决高频辐射的问题。
为了减小高频辐射还必须再用一个并联电容，以便直接把射频干扰信号滤去。
这时候它就变成了一个二阶低通滤波器如右.,图17.二阶低通滤波器,无滤波器D类放大器,有没有可能去掉采样信号后的低通滤波器呢？
因为喇叭音圈具有很大的电感，可以直接把PWM的信号加到喇叭，由其音圈电感去滤掉高频脉冲。
但是如果直接把PWM信号加到喇叭，会发现系统的静态电流会增加很多。
为了解决这一问题美国德州仪器公司在2001年提出了无滤波器的D类放大器的专利。
它采用两个相位差180度的三角波来对信号采样，分别供给桥式的两个输出级.这样，在没有信号的时候，负载两端的脉冲波是同相的，没有电流流过负载，也就不可能有过大的静态电流。
图18.TI的无滤波器调制方案,Filter-lessClassDAmplifierTopology,Filter-lessWaveform,EmulationResult（I）,EmulationResult（II）,ClassDAmplifierCodec&Touchscreencontroller,圖19BasicBlockDiagram,Codec=ADC+DAC+Effectsprocess+systemclockgenerator+control,ADC-DACArchitecture,TheprimaryarchitectureusedinaudioapplicationistypeADC,Single-endDifferentialconverter,N-orderDelta-sigmamodulator,Anti-aliasfilter,serialdatainterface,Digitaloutput,DecimationFilter,DAC,VolumeeffectInterface,ModulatorN-order,X8fsDigitalFilter,R-CLPF,Digitalinput,VoutL,VoutR,DAC,Analoginput,AudioMasterClockGeneration,HighlyflexibleclockgenerationschemecanusePLLorbypassitentirelyifnotneeded.DesignallowsPLLtobeusedforentirelyseparatepurposeifnotneededforaudioPLLcanuseGPIO2asinput,andoutputclockcanberoutedbackoff-chipforexternalusesthroughGPIO1.（AIC33only）AlsoallowsBCLKtobeusedasclockinput,soMCLKnotalwaysnecessary.,IntegratedinputAGCfunction:
Keepconstantoutputsignalamplitudewhenrecordingspeechsignals,Keepoutputconstant,Digitalaudioprocessing:
Giveyouthedesiredgoodsoundeffect,AlsocanbedoneinADCpath,FlexibleInputsignalsMUX/MIXfunction:
Giveyoutheutmostselection,Outputsignalmultiplepaths:
Anyinputsignalcanroutetoanyoutputpath.,*Out-of-bandnoiseisgivenbycombinedtotalperformancebyquantizationnoiseofdelta-sigmamodulatorandinternalLPF*TypicalDACuses4th-order,8-level,x64fsDelta-Sigmamodulator,Inband,fs/2,Outband,x64fsx128fs,x64fs,8-levelQuantizer,Outof-noise,Applicationconsideration:
Outof-noise,A,B,A:
withoutpost-filter,B:
post-filterused,Applicationconsideration-interfaceformat,I2S-Justified,DSP-Justified,Applicationconsideration-clock,AudioADC/DACMustrequiresasystemclockforoperatingthedigitalInterpolation/decimationfilter,delta-sigmamodulators.Itisimportanttouseaclocksourcewithlowphasejitterandnoise.Thereisarelationshipbetweenthreeclocksignals:
System/BCLK/LRCLK.,ThankYou,
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