高频同步整流BUCK变换器的设计与仿真毕业论文.docx
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高频同步整流BUCK变换器的设计与仿真毕业论文
编号
XXXX大学
毕业设计
题目
高频同步整流BUCK变换器的设计与仿真
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XX大学
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作者签名：
年月日
（学号）：
高频同步整流BUCK变换器的设计与仿真
摘要
便携式电子产品的广泛应用，推动了开关电源技术的迅速发展。
因为开关电源具有体积小、重量轻以与功率密度和输出效率高等诸多优点，己经逐渐取代了传统的线性电源，随之成为电源芯片中的主流产品。
随着开关电源技术应用领域的扩大，对开关电源的要求也日益提高，高效率、高可靠性以与高功率密度成为趋势，这就对开关电源芯片设计提出了新的挑战。
本文首先概述了现有开关电源设计技术与其发展趋势，接着介绍了BUCK变换器的电路结构、工作原理与控制原理。
最后进行了芯片系统的仿真研究，其中首先介绍了所选芯片的性能特点与其经典电路图，然后利用LTSPICE进行了仿真验证。
关键词：
开关电源，BUCK变换器，同步整流，LTSPICE仿真
TheDesignandSimulationoftheHigh-FrequencySynchronousBUCKConverters
Abstract
Thewidelyuseinportableelectronicproductspromotedtherapiddevelopmentofswitchingpowersupplytechnology.Theswitchingpowerconvertersareincreasinglyreplacingtraditionallinearpowersupplyduetoitssmallspace,lightweight,lowpowerdissipation,highefficiency,adoptionandbroadapplicability,etc.Astheapplicationfieldexpanded,switchingpowerconvertershavetobecomemoreefficientandmorereliablewithhighpowerdensitytomeetsuchastringentrequirement.Thearticleintroducesthestatusofswitchingpowerconvertersanditsdevelopmenttrend,thenshowsthecircuitofBUCKconverters,andthenanalyzesitsworkingprincipleandcontroltheory.Finally,thesimulationoftheBUCKchipwascarriedout.Thissectionfirstlyintroducestheperformancecharacteristicsoftheselectedchipanditsclassiccircuit,thenshowstheresultsofthesimulation.
KeyWords：
Switchingpowersupply;BUCKconverter;Synchronousrectification;SimulationbasedonLTSPICE
摘要ⅰ
Abstractⅱ
第一章引言1
1.1课题的背景和研究意义1
1.2开关电源技术研究现状2
1.2.1半导体功率器件2
1.2.2软开关技术2
1.2.3同步整流技术3
1.2.4电压调节模块3
1.3开关电源技术发展趋势4
1.3.1高效率4
1.3.2低压大电流4
1.3.3智能化设计5
1.3.4标准化工作5
1.4论文结构和主要容5
第二章同步整流BUCK变换器原理7
2.1BUKC变换器主电路结构和工作原理7
2.2BUKC变换器稳态分析8
2.2.1连续导通模式（CCM）8
2.2.2不连续导通模式（DCM）11
2.2.3CCM和DCM的临界条件14
2.3BUKC变换器控制原理15
2.3.1脉冲宽度调节（PWM）16
2.3.2脉冲频率调节（PFM）18
第三章降压型开关电源芯片的仿真研究20
3.1LTC3854特点与典型应用电路20
3.2仿真与结果分析21
第四章结语24
参考文献25
致26
第一章引言
1.1课题的背景和研究意义
随着电子技术的快速发展，电子设备的种类越来越多，电子设备与人们的工作、生活的关系也日益密切。
任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。
传统的晶体管串联调整稳压电源是连续控制的线性稳压电源。
这种传统稳压技术比较成熟，并且已有大量集成化的线性稳压电源模块，具有稳定性能好、输出纹波电压小、可靠性高等优点。
但由于调整管静态损耗大，需要安装一个很大的散热器给它散热。
而且由于变压器工作在50Hz的工频上，所以其重量较大。
又因为调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间需承受较大的电压差，导致调整管功耗较大，电源效率很低，一般只有45%左右[1]。
受这些缺点的限制,线性稳压电源很难满足现代电子设备发展的要求。
20世纪50年代，美国宇航局以小型化、重量轻为目标，开发了开关电源。
经过近半个世纪的发展，开关电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代线性稳压电源并得到了广泛应用[2]，各种电池供电的电子产品如照相机、摄像机、录像机、个人数字助理、手机、手提电脑都需要DC/DC变换器等开关电源芯片[3]。
20世纪80年代，计算机全面实现开关电源化，率先完成计算机的电源换代。
20世纪90年代，开关电源在电子、电气设备、家电领域得到了广泛的应用，开关电源技术进入快速发展时期[4]。
对于非隔离的DC/DC开关电源，按照电路功能划分，有降压式（BUCK）、升压式（BOOST），还有升降压式（BUCK-BOOST）等。
其中品种最多，发展最快的当属降压式（BUCK）。
开关电源技术于20世纪80年代引入我国，随着计算机、通讯、汽车等行业的迅速发展,我国开关电源市场不断增长，开关电源控制器芯片的研究已成为国功率电子学领域中颇受关注的热点。
我国目前能源紧缺，而电源行业又是一个与能源消耗密切相关的行业，因此我们在设计DC/DC开关电源产品时，转换效率必须作为一个重要的指标加以考虑。
尤其是随着采用3.6V锂离子电池作为电源的消费类电子产品市场不断扩大，且功能和性能变得更多和更高，对适用于这类产品的BUCK变换器的性能提出了更高的要求。
因此研究BUCK变换器的性能具有重要的理论和现实意义。
1.2开关电源技术研究现状
1.2.1半导体功率器件
开关电源变换器最早出现在二十世纪五十年代，只有到了七十年代，随着现代功率半导体器件发展与其稳定性提高，开关电源变换器才得以广泛应用。
功率半导体器件仍然是电力电子技术发展的关键，电力电子技术的进步必须依靠不断推出的新型电力电子器件。
功率MOSFET管因快速性较好，驱动功率小，成本低，易适用于中小功率的场合而得到广泛应用[5][6]。
但是MOSFET只能应用于中小功率产品，为了降低通态电阻，美国IR公司采用提高单位面积的原胞个数的方法。
如其开发的一种HEXFET场效应管，其沟槽（Trench）原胞密度已达每平方英寸1.12亿个的世界最高水平，通态电阻R可达3mΩ。
功率MOSFET，500VTO220封装的HEXFET自1996年以来，其通态电阻以每年50%的速度下降。
IR公司还开发了一种低栅极电荷（Qg）的HEXFET，使开关速度更快，同时兼顾通态电阻和栅极电荷两者同时降低。
对于肖特基二极管的开发，最近利用Trench结构有望出现压降更小的肖特基二极管，称作TMBS沟槽MOS势垒肖特基，而有可能在极低电源电压应用中与同步整流的MOSFET竞争。
1.2.2软开关技术
脉宽调制（PWM）开关电源按硬开关模式工作，开关过程中，开关器件的电压和电流波形有交叠，因而引起较大的开关损耗。
PWM开关电源高频化可以缩小体积、重量，但频率越高，开关损耗就越大。
为此必须研究开关电压和电流波形不交叠的技术，即所谓的零电压开关（ZVS）和零电流开关（ZCS）技术，或称为软开关技术（相对于PWM硬开关技术而言）[7]。
1994年2月，IEEE电力电子学会组织会议曾经指出，高功率密度DC-DC零电压开关变换器和开关器件性能、无源元件性能以与封装技术都有很大关系，并预测在不久的将来，在保证可靠性增加一倍的基础上，功率变换器成本将降低一半，功率密度可提高一倍。
现在，达到这一目标的开关变换器产品已经出现。
1.2.3同步整流技术
对于低电压、大电流输出的软开关变换器，进一步提高其效率的措施是设法降低开关的通态损耗。
例如同步整流（SR）技术，即以功率MOS管反接作为整流用开关二极管，代替肖特基二极管（SBD），可降低管压降，从而提高电路效率。
在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗突出。
快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0V～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。
举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。
此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50%。
即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18%～40%）输出功率，占电源总损耗的60%以上[8]。
因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率与小体积的需要，成为制约DC/DC变换器提高效率的瓶颈。
同步整流采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管，并通过控制功率MOSFET的驱动电路，实现整流功能。
由于功率MOSFET的导通电阻很低，能提高电源效率。
一般驱动频率固定，可达200KHz以上，门极驱动可以采用交叉耦合（Cross-coupled）或外加驱动信号配合死区时间控制实现。
1.2.4电压调节模块
电压调节器模块（VRM）是一类低电压、大电流输出DC-DC变换器模块，其主要作用是向微处理器提供稳定的电源，同时也对电脑启动时电压的变化情况和时序作出了明确的要求。
根据VRM标准制定的电源电路能够满足不同CPU的要求，减少人工干预的复杂性，简化了稳压电路的电压控制设计。
VRM电源规基本上是随着Intel处理器的发展而发展的，早期PII—PIII遵循VRM8.1—8.4电源规，Tualatin核心的PIII与Celeron则开始遵循VRM8.5标准。
Intel在推出Willamette、NorthWood核心P4时引入了VRM9.0标准，而下一代Prescott核心则需要VRM10.0标准来支持。
这里可以看出VRM版本的不同，也意味着主板可以为不同的CPU提供其工作电压[9]。
早期的VRM是从5V的直流母线直接供电。
最近的一些台式计算机、工作站和服务器已经把12V输入作为VRM供电电压,在一些笔记本电脑上VRM已经直接把16V～24-V输入变换到1.5V输出[10]。
可以预测不久的将来,计算机VRM会把输入母线电压提高到48V[11][12][13]。
1.3开关电源技术发展趋势
1.3.1高效率
如今通信产品日趋小型化，必然要求模块电源减小体积、提高功率密度，而提高效率是与之相辅相成的。
目前的新型转换与封装技术可使电源的功率密度达到188W/inch3，比传统的电源功率密度增大不止一倍，效率可超过90%。
之所以能达到这些指标，应归功于微电子技术的发展使大量高性能的新型器件涌现出来，从而使损耗降低。
较典型的是高性能的金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFETS），其在同步整流器中取代了传统设计中使用的二极管，使压降由0.4V降到0.2V；功率MOSFET制造商正在开发导通电阻越来越小的器件，其导通电阻已由180mΩ降到18mΩ；高度的硅晶片集成使元件数目减少2/3以上，结构紧密、相对于分立元件的布局减小了杂散电感和连线电阻。
高效率可使功耗相对减少，工作温度降低，所需的输入功率减少，也提高了功率密度[14]。
1.3.2低压大电流
随着微处理器工作电压的下降，模块电源输出电压亦从以前的5V降到了现在的3.3-V甚至1.8V，业界预测，电源输出电压还将降到1.0V以下。
与此同时，集成电路所需的电流增加，要求电源提供较大的负载输出能力。
对于1V/100A的模块电源，有效负相当于0.01Ω，传统技术难以胜任如此高难度的设计要求。
在10mΩ负载的情况下，通往负载路径上的每mΩ电阻都会使效率下降10%，印制电路板的导线电阻、电感器的串联电阻、MOSFET的导通电阻与MOSFET的管芯接线等对效率都有影响。
新技术的发展能把对电路整体布局至关重要的功率半导体和无源元件集成在一起，构成功能完善的基本模块，降低了通往负载路径上的电阻，从而降低了功耗并缩小了尺寸。
利用基本模块组合起来的多相设计技术逐步得到推广。
由于每相输出电流减小，可以采用较小的功率MOSFETS和较小的电感器和电容器，这样也简化了设计。
市场上已出现的基本功率模块封装只有11mm×11mm大小，开关频率1MHz，级联多个模块和相关元件，可获得大于100A的工作电流，与其它采用分立式元件的电路相比，其效率提高了6%，功率损耗降低25%，器件尺寸缩小50%左右。
1.3.3智能化设计
在当今的通信系统中，直流电压的品种不断增加，在5V、3.3V、2.7V甚至1.8V、1.0V以下，功率密度和集成度的提高亦增加了设计难度，传统的手工设计与验证已无法适应快速变化的市场需求，于是，电源辅助设计软件应运而生了。
这些软件可指导元器件选择，并提供材料清单、电路仿真与热分析，缩短了电源设计的周期，提高了电源的性能。
辅助设计软件可使用多种参数定制电源，包括输入与输出电压围、最大输出电流等，引导设计人员进行器件选择，它包含完整的变压器设计，使用多种拓扑方法来综合电路，按成本或效率进行优化，并输出元件清单。
软件的另一个功能是通过仿真的方法评估模块电源的性能。
它可以全面分析电源在稳定状态下的性能，可显示要探测的任何节点处的波形，并用精确的方法来计算效率。
另外热分析可根据线路板定位、边缘温度和气流的方向与速度等环境参数给出一幅用不同颜色标记的曲线图，从而帮助设计人员掌握整个线路板在稳定状态条件下的热量分布情况。
1.3.4标准化工作
模块电源产品走势日趋模块化、标准化，并以积木式结构组成分布式供电系统，封装式模块电源则以国际工业标准半砖或砖式结构为主。
50W、75W、100W与150W为半砖式结构，200W、250W、300W与400W为砖式结构。
标准化的管脚对设计师和使用者都带来了即插即用的便利，使设计师能够方便地完成产品的设计，利于电源升级。
现在，标准对电源产业的作用已越来越被重视，标准化可以缩短产品推向市场的周期并降低成本，但目前多数国企业采用自己的企业标准生产，按照自己的测试规测试，各个行业标准也存在着技术指标落后，测试方法可操作性差等问题，导致业界没有统一、完善的设计、生产与检测标准，为了推动模块电源的技术进步，提供国企业生产质量控制的依据，制定科学的国家标准迫在眉睫。
1.4论文结构和主要容
第一章为绪论部分。
首先阐述了课题研究的背景和意义，然后在总结了当前技术发展现状的基础上对开关电源技术今后发展的趋势进行了展望，最后简要交代了本论文的容和结构安排。
第二章介绍了BUCK变换器的电路结构以与工作原理，然后对其进行了稳态分析，包括连续导通模式和不连续导通模式的分析，以与两者之间的转换条件。
最后介绍了变换器的控制原理，包括PFM模式和PWM模式。
第三章在介绍了芯片典型应用电路的基础上进行了整体仿真验证。
第四章是总结，主要对全文容进行简要的回顾。
第二章同步整流BUCK变换器原理
本章首先介绍BUCK变换器的基本结构和工作原理，然后分析BUCK变换器的控制原理和方法。
2.1BUCK变换器主电路结构和工作原理
图2.1所示为BUCK变换器基本结构图。
它由一个开关管（SWITCHMOSFET），一个同步整流管（RECTIFIERMOSFET）以与LC低通滤波网络和负载RL组成。
这是一种同步整流结构，即整流管采用由控制电路控制的功率MOSFET替代外部整流二极管，同步整流结构可以节约变换器成本和面积，提高转换器效率。
图2.1同步整流BUCK变换器基本结构图
为分析稳态特性，简化推导公式的过程，特作如下几点假设：
（1）开关晶体管、整流晶体管均是理想元件，也就是可以快速的导通和截止，而且导通时压降为零，截止时漏电流为零。
（2）电感、电容是理想元件。
电感工作在线性区而未饱和，寄生电阻为零，电容的等效串联电阻为零。
（3）输出电压中的纹波电压与输出电压的比值小到允许忽略。
图2.1中，当开关管导通，整流管截止时，忽略开关管的导通压降，电感L两端的电位为VIN和输出电压VO，且近似保持不变，故电感电流线性增加，此时在电感中储存能量。
若电容C两端的电压比输出电压略低，则电源还须为电容充电，在电容中储存一定的能量。
此过程负载消耗的能量由电源提供。
一旦开关管变为截止，整流管导通，电感L中的磁场将改变其两端的电压极性，以保持其电流方向不变。
忽略整流管上的压降，电感L两端的电位变为零和VO且近似不变，电感L中的电流线性下降，其中储存的能量提供给负载。
同时，当VO有所下降时，电容C也为负载RL提供部分能量。
可见，这一过程负载RL消耗的能量由电感L和电容C提供。
总之，BUCK变换器就是用电感L和电容C作为储能组件，将能量以离散的形式由输入传到输出的。
其中，控制芯片提供反馈控制以得到稳定的输出电压。
2.2BUCK变换器稳态分析
根据BUCK变换器中流经电感L的电流在每个周期是否降为零，可以将其工作模式区分为以下两种：
（1）连续导通模式（Continuous-ConductionMode,CCM），
（2）不连续导通模式（Discontinuous-ConductionMode,DCM）。
当流过电感的电流不会降为零时，定义变换器工作于连续导通模式；而当其电感电流将会降为零时，定义变换器工作于不连续导通模式，因为此时流经电感的电流不连续。
下面对BUCK变换器稳态特性进行简单的分析，上节中的假设在此仍然成立。
2.2.1连续导通模式（CCM）
假设变换器工作在连续导通模式，则在每个周期流经电感的电流不会降为零，在一个开关周期，开关管经历导通和关断两个状态。
设功率管开关周期为T，导通时间和关断时间分别为
、
为导通时间占空比。
（1）功率开关管导通状态（
）
图2.2变换器开关管导通时等效电路图
根据同步整流原理，开关管导通时，调整管关断。
由上面所做的假设条件可知，电源电压VIN直接加在电感L的一端，而调整管所在的支路断开，等效电路如图2.2所示。
电感左右两端的电位分别为VIN和VO，电感电流线性上升。
则有
（2-1）
故在开关管导通状态，电感电流增加为
（2-2）
（2）功率开关管截至状态（
）
图2.3变换器开关管截至时等效电路图
当
时，开关管关断，整流管导通，等效电路如图2.3所示。
因为电感电流不能突变，所以电感两端的电压反向且保持恒定，在下一个周期开关管重新导通之前电感电流线性下降。
电感把储存的能量提供给负载。
则在开关管关断状态，电感电流减量为
（2-3）
在一个开关周期，电感电流的增量和减量必须相等，否则电感上会出现直流压降，而电感的直流阻抗为很小，这会在电感上产生很大的电流，烧毁电感。
即
（2-4）
（2-5）
上式中代入
和
的表达式得到
和
的关系式为
（2-6）
由此可知，通过调整占空比
，可以调整输出电压
。
在整个开关周期，电感都传递能量给滤波电容和负载，而滤波电容每个周期的平均电流为零，其能量的变化量为零。
故输出负载电流
等于电感的平均电流
，即
（2-7）
BUCK变换器工作在CCM时的波形图如图2.4所示。
图2.4变换器工作在CCM时的波形图
2.2.2不连续导通模式（DCM）
对于变换器进入到不连续模式的情形，开关管导通时的工作过程基本没有变化。
而开关管关断时的工作状态分为两个阶段：
电感电流下降为零的阶段和电感电流保持为零的阶段。
设电感电流上升时间，下降时间和保持为零的时间分别为
、
和
，且
。
开关管关断时的等效电路如图2.5所示。
（a）DCM模式下开关管关断时的等效电路图（IL>0）
（b）DCM模式下开关管关断时的等效电路图（IL=0）
图2.5DCM模式下开关管关断时的等效电路图
DCM模式和CCM模式一样，在一个开关周期电感首先被充电，然后放电。
不同的是，在DCM模式下开关管导通时电感电流由零线性增加到电感峰值电流IPK，而开关管关断时电感电流由IPK线性降低到零，且电流的增量和电流的减量相等。
在单个开关周期，电感电流的增量为
（2-8）
其中IPK为电感电流最大值。
在单个开关周期，电感电流的减量为
（2-9）
由
，可以得到
（2-10）
故输入电压
与输出电压
的关系可表示为
（2-11）
重写（2-7）式所示的输出电流
与电感平均电流
关系式并推导电感电流平均值得到
（2-12）
在上式中代入IPK的表达式（2-8），得
（2-13）
联立式（2-11）和（2-13），消去D2，得到输出电压和输入电压关于占空比D的表达式如下
（2-14）
其中
BUCK变换器工作在DCM时的波形图如下图所示。
图2.6变换器工作在DCM时的波形图
2.2.3CCM和DCM的临界条件
如果开关管在下一个周期导通前电感电流就已经下降到零，那么变换器就工作在不连续模式[15]。
这其中还包括这
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