电磁场微波技术与天线盛振华DOCWord格式文档下载.docx
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三、电磁感应定律
感应电场沿着任意的封闭曲线的积分应等于感应电势,用数学式子表示即为：
由此得出一个结论:
随时间变化的磁场会产生电场,而且磁通量的时间变化率愈大,则感应电动势愈大、电场愈强;
反之则愈弱。
同时,穿过一个曲面S的磁通量为：
四、高斯定律
在普通物理中讨论了静电场的高斯定律,即：
式中V是封闭曲面S所包围的体积,∑q为封闭曲面S所包围的自由电荷电量的代数和，ρ为S曲面所包围的自由电荷的体密度。
五、磁通连续性原理
它表示磁感应线永远是闭合的。
如果在磁场中取一个封闭面,那么进入闭合面的磁感应线等于穿出闭合面的磁感应线,这个原理可推广到任意磁场,即不仅适用于恒流磁场,而且适用于时变磁场。
六、麦克斯韦方程组
（一）麦克斯韦方程组的积分形式
（二）麦克斯韦方程组的微分形式
七、电磁场的边界条件
在分界面上电磁场的分布规律称为边界条件。
，此式表明,不同媒质分界面上的电场强度的切线分量是连续的。
，即不同媒质分界面上,磁场强度的切线分量是连续的。
，式中Jl为理想导体表面的面电流的线密度,它的方向与磁场强度相垂直,单位为A/m。
电磁场的边界条件可归纳如下:
坡印亭矢量的微分方程：
静电场
静电场的基本方程为：
因此,静电场是无旋场,即静电场所在的空间电场强度的旋度处处为零;
静电场又是一个有源场,即电通密度矢量来自空间电荷分布
。
单位正电荷在电场力的作用下移动一个闭合回路,则电场力对单位正电荷所作的功为零。
在静电场中当电荷在电场力的作用下发生位移时,电场力对电荷所作的功仅和电荷位移的起点和终点的坐标有关,而和电荷位移的路径无关。
场中任意一点的电位是单位正电荷在电场力的作用下从该点移到参考零电位点电场力所作的功。
恒流电场
一、恒流电场的基本方程
恒流电场是指不随时间变化的电流所产生的电场
导电媒质中电流密度与电场强度之间的关系为：
，上式为欧姆定律的微分形式。
σ为导电媒质的电导率,单位为S/m。
于是得到导电媒质中的电场的基本方程为：
恒流磁场
一、恒流磁场的基本方程
恒定电流产生的磁场称为恒流磁场,即空间电流的分布状态是不随时间变化的,因此恒流磁场也是不随时间变化的,描写磁场的物理量磁感应强度B和磁场强度H仅是空间坐标的函数。
由麦克斯韦方程可以得到恒流磁场的基本方程为：
由方程看出,恒流磁场和恒流电场不同,恒流磁场是有旋场,即在有电流分布的空间任意点磁场强度H的旋度等于该处的电流密度。
恒流磁场又是无源场,磁感应强度的散度处处为零,即磁感应线是无头无尾的封闭线。
三、恒流磁场的边界条件
磁场在不同媒质分界面上的边界条件同样可由电磁场边界条件式得到：
若分界面上没有面电流分布时,则有：
四、电感
在静电场中我们定义电荷和电压的比值为电容;
在恒流磁场中,我们定义穿过闭合回路磁通与该回路中的电流的比值为电感。
电感可分自感和互感。
自感又可分内自感和外自感。
（一）自感
设有一闭合回路中通有电流I,穿过该闭合回路的磁通为φm,则该回路的自感为：
单匝线圈的自感为：
，对于多匝线圈,且假定各个线
圈紧密绕在同一个位置,此时产生磁场的电流可以看成是NI（N为线圈的匝数）,则穿过线圈每
匝的磁通为：
。
由于通过每一匝线圈的磁通都相同,故N匝线圈穿过的总磁通为Ψ=Nφ。
因此多匝线
圈的自感为：
，式中L为相同尺寸单匝线圈的自感。
多匝线圈的自感与匝数平方成正比
平面电磁波
所谓电磁波是指传播着的时变电磁场。
最简单而有最基本的电磁波为正弦均匀平面电磁波，这种电磁波的波阵面为平面，且波阵面内各点场强均相等，是随世界作正弦变化的。
一、理想介质中的均匀平面波
所谓理想介质是指线性、均匀、各向同性的非导电媒质。
为理想介质中电场和磁场的波动方程。
等相位面移动的速度为电磁波的相速度。
电磁波的等相位方程为：
ωt-kz=常数。
对t微
分,即可求得电磁波的相速度为：
相速、频率和波长的关系为：
比值η称为理想介质中的均匀平面电磁波的波阻抗。
它完全决定于媒质特性参量。
在空
气媒质中的波阻抗为：
理想介质中平面电磁波的能流密度矢量,即复数坡印亭矢量。
根据定义:
例题1―5―1频率为3GHz的平面电磁波,在理想介质（εr=21,μr=1）中传播。
计算该平面波的相位常数、相速度、相波长和波阻抗。
若Ex0=01V/m,计算磁场强度及能流密度矢量。
解:
相位常数
相波长
波阻抗
磁场强度在y方向,其振幅为
能流密度矢量为
三、电磁波的极化
电磁波的极化是指电场强度矢量在空间的取向。
（一）线极化波
如果两个分量相位相同（或相反）,即φx=φy=φ,则任何瞬间合成的电场强度大小为
合成电场强度与x轴正方向的夹角为
可见,合成电场强度的大小随时间变化,而方向始终不变,电场矢量的端点在空间所描绘出来的轨迹为一直线,这种电磁波称为线极化波
（二）圆极化波
如果电场强度的两个分量的振幅相等,相位相差π/2,即Ex0=Ey0,φx-φy=±
π/2。
合成场强的大小为
合成电场强度的振幅不随时间变化,而合成电场强度的方向以角频率ω在xoy平面上作旋转。
即电强度矢量端点的轨迹是一个圆,称为圆极化波。
当合成场E的旋转方向与电磁波的传播方向符合右螺旋关系时,这个圆极化波称为右旋圆极化波（如E1）;
反之称为左旋圆极化波（如E2）。
（三）椭圆极化波
如果电场强度的两个分量的相位差既不为0、π,又不为π/2,即φx-φy≠0、π、±
π/2的一般情况。
通过数学演算,从解析几何可知合成电场强度E的端点轨迹为一个椭圆,故称为椭圆极化波。
和圆极化波相同,可分右旋椭圆极化波和左旋椭圆极化波。
R与T可表示为
第2章传输线理论
传输微波能量和信号的线路称为微波传输线。
所谓长线是指传输线的几何长度和线上传输电磁波的波长的比值（即电长度）大于或接近于1。
反之称为短线。
表2―1―1几种双导线传输线的分布参数
具有阻抗的单位,称它为无耗传输线的特性阻抗。
称为相位常数,表示单位长度上的相位变化。
通常给定传输线的边界条件有两种:
一是已知终端电压U2和电流I2;
二是已知始端电压U1和电流I1。
（一）已知终端电压U2和终端电流I2
写成三角函数表达式
（二）已知始端电压U1和始端电流I1
无耗传输线的基本特性
传输线的基本特性包括:
传输特性、特性阻抗、输入阻抗、反射系数和传输功率。
一、传输特性
（一）相位常数β
相位常数表示单位长度上的相位变化,其值为
（二）相速度vp
传输线上的入射波和反射波以相同的速度向相反方向沿传输线传播。
相速度是指波
的等相位面移动的速度。
入射波的相速度为：
将代入式,便得行波的相速度为
将表2―1―1中的双线或同轴线的L1和C1代入上式,使得双线和同轴线上行波的相速度
均为
式中v0为光速。
由此可见,双线和同轴线上行波电压和行波
电流的相速度等于传输线周围介质中的光速,它和频率无关,只决定周围介质特性参量ε,这种波称为无色散波。
（三）相波长λp
相波长λp是指同一个时刻传输线上电磁波的相位相差2π的距离,即有
式中f为电磁波频率,T为振荡周期,λ0为真空中电磁波的工作波长。
可见传输线上行波的波长也和周围介质有关。
二、特性阻抗
所谓特性阻抗Z0是指传输线上入射波电压Ui（z）和入射波电流Ii（z）之比,或反射波电压Ur（z）和反射波电流Ir（z）之比的负值。
即
由式得知
由此可见,无耗传输线的特性阻抗与信号源的频率无关,仅和传输线的单位长度上的分布电感L1和分布电容C1有关,是个实数。
终端负载阻抗与终端反射系数的关系,即为
或
四、驻波系数和行波系数
驻波系数ρ定义为沿线合成电压（或电流）的最大值和最小值之比,即
可得到驻波系数和反射系数的关系式为
或
行波系数K定义为沿线电压（或电流）的最小值与最大值之比,即驻波系数的倒数。
反射系数模的范围为0≤|Γ|≤1;
驻波系数的范围为1≤ρ≤∞;
行波系数的范围为0≤K≤1。
当|Γ|=0、ρ=1和K=1时,表示传输线上没有反射波,即为匹配状态。
五、传输功率
传输线主要用来传输功率。
式中Pr（z）和Pi（z）分别表示通过z点处的反射波功率和入射波功率,两者之比|Γ（z）|2为功率反射系数。
无耗传输线上通过任意点的传输功率等于该点的入射波功率与反射波功率之差。
为了简便起见,一般在电压波腹点或电压波节点处计算传输功率,即
在极坐标系中绘出的曲线图称为极坐标圆图,又称为史密斯（Smith）圆图。
其中以Smith圆图应用最广,故这里只介绍Smith圆图的构造和应用。
阻抗圆图是由等反射系数圆族、等电阻圆族、等电抗圆族及等相位线族组成。
（一）共轭匹配
要使信号源给出最大功率,达到共轭匹配,必须要求传输线的输入阻抗和信号源的内阻抗互为共轭值。
设信号源的内阻抗为Zg=Rg+jXg,传输线的输入阻抗为Zin=Rin+jXin，
在满足以上共轭匹配条件下,信号源给出的最大功率为
最常用的匹配网络有λ/4变换器、支节匹配器、阶梯阻抗变换和渐变线变换器。
第3章微波传输线
微波传输线是用来传输微波信号和微波能量的传输线。
微波传输线种类很多,按其传输电磁波的性质可分为三类:
TEM模传输线（包括准TEM模传输线）,有平行双线、同轴线、带状线及微带线等双导线传输线;
TE模和TM模传输线,有矩形波导,圆波导、椭圆波导、脊波导等金属波导传输线;
表面波传输线,其传输模式一般为混合模,有介质波导,介质镜像线等。
TEM模传输线特性阻抗的计算公式为
带状线：
式中L1和C1分别为带状线单位长度上的分布电感
和分布电容;
vp为带状线中TEM模的传播速度。
带状线中除传输主模TEM模外,还可能传输其它模式。
据分析只要带状线的尺寸满足关
系式
则带状线中保证只传输主模TEM模。
式中λmin为最短工作波长。
微带线中的主模：
对于空气介质的微带线,它是双导线系统,且周围是均匀的空气,因此它可以存在无色散的TEM模。
但实际上的微带线是制作在介质基片上的,虽然它仍然是双导线系统,但由于存在空气和介质的分界面,这就使得问题复杂化。
可以证明,在两种不同介质的传输系统中,不可能存在单纯的TEM模,而只能存在TE模和TM模的混合模。
但在微波波段的低频端由于场的色散现象很弱,传输模式类似于TEM模,故称为准TEM模。
当微带线的尺寸w和h给定时,最短工作波长只要满足
就可保证微带线中只传输TEM模。
横向电场与横向磁场之比称为波阻抗。
故TE模和TM模的波阻抗分别为
矩形波导
（一）截止特性
截止波长λc和截止频率fc分别为
由图可见,相同的指数m和n的TE模和TM模具有相同的截止波长,这些模式称为简并模;
矩形波导中TE10模的截止波长最长,故称它为最低模式,其余模式均称为高次模。
由于TE10模的截止波长最长且等于2a,用它来传输可以保证单模传输。
当波导尺寸给定且有a＞2b时,则要求电磁波的工作波长满足
当工作波长给定时,则波导尺寸必须满足
（二）相速度vp和相波长λp
导行波的相速度是指某种波型的电磁波的等相位面沿着轴向传播的速度。
由等相位面方
程很易求得相速度为
导行波的相波长是指某种波型的等相位面在一个周期内沿轴向传播的距离,又称为波
导波长。
其值为
（三）群速度
代表能量的传播的速度是能速vg,又称为群速度。
按群速度的定义
若波导系统内填充的媒质为空气,则式中v0为光速,表明
群速度小于光速。
场结构图是指用电力线（实线）和磁力线（虚线）的疏密分别来表示电场和磁场的强弱的分布图。
矩形波导尺寸的设计考虑
保证单模传输的条件为
圆波导
波导截面为圆形的波导称为圆波导。
它具有损耗较小和双极化的特性。
第4章微波网络基础
任何一个微波系统,都是由各种微波元件和微波传输线组成。
传输线理论是一种电路理论。
它的基本参量是电压电流。
为了定义任意截面沿z方向单模传输的均匀波导参考面上的模式电压与模式电流,一般作如下规定:
（1）使模式电压U（z）正比于横向电场ET;
模式电流I（z）正比于横向磁场HT;
（2）模式电压与模式电流的共轭乘积的实部等于平均传输功率,即
（3）模式电压与模式电流之比等于模式特性阻抗。
网络参考面的选择
一网络参考面的选择研究微波网络首先必须确定微波网络的参考面。
参考面的位置可以任意选,但必须考虑以下两点:
单模传输时,参考面的位置尽量远离不连续性区域,这样参考面上的高次模场强可以忽略,只考虑主模的场强;
选择参考面必须与传输方向相垂直,这样使参考面上的电压和电流有明确的意义
当网络参考面一旦选定后,所定义的微波网络就是由这些参考面所包围的区域,网络的参数也唯一被确定了。
如果参考面位置改变,则网络参数也随之改变。
对于单模传输情况来说,微波网络的外接传输线的路数与参考面的数目相等。
微波网络的特性
（一）网络的分类
微波网络的种类很多,可以按各种不同的角度将网络进行分类。
若按网络的特性进行分类,则可分为下列几种。
1.线性与非线性网络
若微波网络参考面上的模式电压与模式电流呈线性关系,则描写网络特性的网络方程为线性代数方程。
这种微波网络称为线性网络。
2.可逆和不可逆网络
若网络内只含有各向同性媒质,则网络参考面上的场量呈可逆状态,这种网络称为可逆网络,反之称为不可逆网络。
一般非铁氧体的无源微波元件都可等效为可逆微波网络,而铁氧体微波元件和有源微波电路,则可等效为不可逆的微波网络。
可逆与不可逆网络又可称为互易网络和非互易网络。
3.无耗和有耗网络
若网络内部为无耗媒质,且导体是理想导体,即网络的输入功率等于网络的输功率。
这种网络称为无耗网络,反之称为有耗网络。
4.对称和非对称网络
如果微波元件的结构具有对称性,则与它相对应的微波网络称为对称网络。
之称为非对称网络。
（二）微波网络的特性
根据电磁场能量守恒定律和能量转换定理,可以导出网络特性与网络参量之间的关系。
推导从略,仅给出结果。
（1）对于无耗网络,网络的全部阻抗参量与导纳参量均为纯虚数,即有
Zij=jXij,Yij=jBij（i,j=1,2,:
n）
（2）对于可逆网络,则有下列互易特性:
Zij=Zji,Yij=Yji（i≠j,i,j=1,2,:
（3）对于对称网络,则有:
Zii=Zjj,Yii=Yjj（i≠j）
基本电路单元的参量矩阵
表4―5―1基本电路单元的参量矩阵
微波网络的工作特性参量
常用的工作特性参量有电压传输系数T、插入衰减A、插入相移θ以及输入驻波比ρ。
一电压传输系数T
电压传输系数T定义为网络输出端接匹配负载时,输出端参考面上的反射波电压与输
入端参考面上的入射波电压之比,即
可逆二端口网络,则有T=S21=S12
二端口网络［S］与的关系,便得到
二插入衰减A
插入衰减A定义为:
网络输出端接匹配负载时,网络输入端的入射波功率Pi和负载吸
收功率PL之比值,即
对于可逆二端口网络，则有
若上式用分贝来表示,则有
三插入相移θ
插入相移θ定义为网络输出端接匹配负载时,输出端的反射波对输入端的入射波的相移
四输入驻波比ρ
输入驻波比ρ定义为网络输出端接匹配负载时,输入端的驻波比。
输入端驻波比
与输入端反射系数模的关系为
第5章微波元件
谐振窗：
图谐振窗的结构示意图和等效电路。
即在横向金属膜片上开有一个小窗,故称为谐振窗。
波导的T形接头：
在微波系统中,常需要把一路的电磁能量变为二路或更多路,则就要用到波导的T形接头。
连接元件：
在微波技术中,把相同传输线连接在一起的装置统称为接头。
常用的接头有同轴接头和波导接头两种。
把不同类型的传输线连接在一起的装置称为转接元件,崐又称为转换器或模式变换器。
传输线终端所接元件称为终接元件。
常用的终接元件有匹配负载和短路器两种。
匹配负载和短路器都属于一端口的网络,但它们的功能绝然不同,匹配负载是将所有的电磁能量全部吸收而无反射（ρ=1,Γ=0）;
而短路负载是将所有的电磁能量全部反射回去,一点能量也不吸收（ρ=∞,Γ=1）。
短路负载又称为短路器,它的作用是将电磁能量全部反射回去。
对衰减器的要求:
输入驻波比小,频带宽。
衰减有吸收衰减器,截止衰减器和极化衰减器三种
对移相器主要要求是移相范围要大,且符合一定的变化规律,精度要高,插入驻波比要小,工作频带和功率容量必须符合要求等。
移相器可以分为固定移相器和可变移相器。
均匀传输线上相距长度为l的两点之间的相位差为
上式表明,改变相位的方法有两种:
一种方法是改变传输线的长度l,任何一种可以改变传输线长度的机构,都可以做成可变移相器;
另一种方法是改变传输线的相位常数β（或波导波长）。
阻抗调配器常用来匹配传输线特性阻抗和负载（或信号源）阻抗不等的情况。
耦合度C定义为输入端口的输入功率P1和耦合端口的输出功率P3之比的分贝数即
通常采用耦合端口和隔离端口的输出功率之比的分贝数来表示定向耦合器的定向传输性能,称为定向性D,即
上式表明,D愈大,隔离端口输出愈小,定向性愈好。
滤波器特性的表征方式
滤波器是具有频率选择性的二端口网络。
滤波器的输出的频率选择特性可以用传输系数的频率特性来表示,简称为传输特性,也可用插入衰减的频率特性来表示,简称为衰减特性。
低频滤波器衰减特性来分有四种：
低通、高通、带通和带阻滤波器。
矩形谐振腔
矩形谐振腔谐振波长计算公式
TE101模的谐振波长为
当波导尺寸满足b＜a＜l时,则TE101模式的谐振波λ0最长,故它为最低振荡模式
第7章天线
天线设备是将高频振荡能量和电磁波能量作可逆转换的设备,是一种“换能器”。
天线设备在完成能量转换的过程中,带有方向性,即对空间不同方向的辐射或接收效果并不一致,有空间方向响应的问题其次天线设备作为一个单口元件,在输入端面上常体现为一个阻抗元件或等值阻抗元件。
与相连接的馈线或电路有阻抗匹配的问题。
所谓元电辐射体是指一段载有高频电流的短导线,导线全长l<
<
λ,导线直径d<
l,线上的电流振幅是相等的,线上各点的电流相位亦认为是同相的。
辐射电阻Rr,定义为
对称振子的结构由两段同样粗细和相等长度的直导线构成,在中间两个端点之间进行馈电,且以中间馈电点为中心而左右对称的。
所谓天线效率是指辐射功率Pr与天线输入功率Pin之比值,记为ηA,即
式中PL为损耗功率
主向角θmax——最大辐射的方向角
主瓣宽度2θ0.5——主向两侧平均功率流密度为主向一半,或辐射场强为主0.707倍的方向所决定的夹角。
主瓣张角2θ0——主向两侧主瓣零辐射方向间的夹角。
旁瓣电平Ls——主向辐射场强与旁瓣中最大辐射场强之比,通常用分贝数表示。
所谓方向性系数D是指天线在主向的平均功率流密度Psmax和天线辐射出去的功率被均匀分配到空间各个方向上的平均功率流密度Ps的比值,即
所谓增益系数G,就是天线在主向的平均功率流密度Psmax和天线输入的有功功率被直接均匀分配到空间各个方向时的平均功率流密度P′s⊙的比值,即
方向性系数和增益常用分贝数表示,即
对于线状天线,方向性系数公式还可写为
由公式可见，方向性图愈尖锐，D值愈大。
超短波天线：
（一）引向反射天线
（二）蝙蝠翼振子天线
微波天线
（一）喇叭天线
（二）抛物面天线，抛物面天线由初级照射器和抛物面反射器两部分组成。
最常采用的抛物面天线是旋转抛物面天线,即由抛物线绕轴线旋转而成的反射面组成的天线。
（三）卡塞格伦天线
（四）微带天线
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