调幅信号的解调Word文件下载.docx

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3.检波电路的主要技术指标

（1）电压传输系数Kd是指检波电路的输出电压和输入高频电压振幅之比。

当检波电路的输入信号为高频等幅波，即ui（t）=Uimcosωct时，Kd定义为输出直流电压Uo与输入高频电压振幅Uim的比U值，即K=od

Uim

当输入高频调幅波ui（t）=Uim（1+macosΩt）cosωct时，Kd定义为输出低频信号Ω分量的振幅UΩm与输入高频调幅波包络变化的振幅maUim的比值，即Kd=UΩmmaUim

（2）等效输入电阻Rid因为检波器是非线性电路，Rid的定义与线性放大器是不相同的。

Rid定义为输入高频等幅电压的振幅Uim,与输入端高频脉冲电流基波分量的振幅之比，即R=Uimid

I1m

（3）非线性失真系数Kf非线性失真的大小，一般用非线性失真系数Kf表示。

当输入信号为单频调制的调幅波时，Kf定义为Kf

=

22+U2UΩ3Ω+UΩ

式中，UΩ、U2Ω、U3Ω。

分别为输出电压中调制信号的基波和各次谐波分量的有效值。

（4）高频滤波系数F检波器输出电压中的高频分量应该尽可能的被滤除，以免产生高频寄生反馈，导致接收机工作不稳定。

高频滤波系数的定义为，输入高频电压的振幅Uim与输出高频电压的振幅Uoωm的比值，即在输入高频电压一定的情况下，滤波系数F越大，则检波器输出端的高频电压越小，滤波效果越好。

通常要求F≥（50~100）。

UimF=Uoωm

5.4.2二极管大信号包络检波器1.大信号包络检波的工作原理

（1）电路组成它是由输入回路、二极管VD和RC低通滤波器组成。

RC低通滤波电路有两个作用：

++uiVD

ZLRC

ui-

rd①对低频调制信号uΩ来说，电容C的1C+uiR,电容C相当于开路，电阻容抗RΩCR就

作为检波器的负载，其两端产生输出低频解调电压1②对高频载波信号uc来说，电容C的容抗ωCR,电容C相当于c短路，起到对高频电流的旁路作用，即滤除高频信号。

理想情况下，RC低通滤波网络所呈现的阻抗为:

Z（ωc）=0ZL（ω）=Z（Ω）=R休息1休息1

1.大信号包络检波的工作原理

（2）工作原理分析

+uD++uiuD=ui-uordi充C+i放+Ruoui（t）uo（t）

当输入信号ui（t）为调幅波时，那么载波ui正半周时二极管正向导通，输入高频电压通过二极管对电容C充电，充电时间常数为rdC。

因为rdC较小，充电很快，电容上电压建立的很快,输出电压uo（t）很快增长。

作用在二极管VD两端上的电压为+uiui（t）与uo（t）之差，即uD=ui-uo。

所以二极管的导通与否取决于uD当uD=ui-uo0,二极管导通；

ui（t）与uo（t）当uD=ui-uo0,二极管截止。

ui（t）达到峰值开始下降以后，随着ui（t）的下降，当ui（t）=uo（t）,即uD=uiuo=0时，二极管VD截止。

C把导通期uo（t）间储存的电荷通过R放电。

因放电时常数RC较大，放电较缓慢。

检波器的有用输出电压：

uo（t）=uΩ（t）+UDC

VDid

++CR

uo-

uΩ（t）

ΔucUDCt

仿真休息1休息1

检波器的实际输出电压为：

uo（t）+Δuc=uΩ（t）+UDC+Δuc当电路元件选择正确时，高频纹波电压Δuc很小，可以忽略，输出电压为：

uo（t）=uΩ（t）+UDC包含了直流及低频调制分量。

VD+（a）+uiCuoRCd+UDC-

ui（t）与uo（t）

ui（t）

uo（t）

峰值包络检波器的应用型输出电路VD+uΩ（b）u+iC+uoRCφRφ+UDC-

RL

图（a）:

电容Cd的隔直作用，直流分量UDC被隔离，输出信号为解调恢复后的原调制信号uΩ,一般常作为接收机的检波电路。

图（b）:

电容Cφ的旁路作用，交流分量uΩ（t）被电容Cφ旁路，输出信号为直流分量UDC,一般可作为自动增益控制信号（AGC信号）的检测电路。

2.电路主要性能指标

（1）电压传输系数Kd（检波效率）

VD+ui+uDCR+uo-

UΩm输出低频交流电压振幅K==定义：

d输入已调波包络振幅maUim若设输入信号

ui=uAM=Uim（1+macosΩt）cosωct输出信号为uo（t）,则加在二极管两端的电压

iDuoθUim

uD=uiuo=uAMuo

如果以右图所示的折线表示二极管的伏安特征曲线（注意在大信号输入情况下是允许的）,则有：

id（t）=gd[uAMuo（t）]=gd[Uim（1+macosΩt）cosωctuo（t）]

uD

休息1休息2休息3

当ωct=θ时id（t）=0uo（t）=Uim（1+macosΩt）cosθ=Uimcosθ+maUimcosθcosΩt有：

=UDC+UΩmcosΩt直流分量：

UDC=Uimcosθ可见uo（t）有两部分：

UΩm=maUimcosθuΩ（t）=UΩmcosΩt其中：

低频调制分量：

UΩmmaUimcosθ=cosθ∴有Kd=mU=mUaimaim其中θ为电流导通角。

另外，还可以证明导通角的表达式：

πtgθθ=gdR而当gdR很大时，（如gdR50）121tgθ=θ+θ3+θ5+L=θ+θ33153

代入上式可得：

θ≈

3

3π=gdR

3πrdR

θ≈

3πrDR

讨论：

①当VD和R确定后，θ即为恒定值，与输入信号大小无关，亦即检波效率恒定，与输入信号的值无关。

表明输入已调波的包络与输出信号之间为线性关系，故称为线性检波一般计算方法为：

当输入信号为：

ui=Uim（1+macosΩt）cosωct则输出信号为：

uo（t）=KdUim（1+macosΩt）②当R↑→θ↓→Kd=cosθ↑Kd0.9但Kd1理想值Kd=1一般当gR50,

（2）检波的等效输入电阻Rid峰值检波器常作为超外差接收机中放末级的负载，故其输入阻抗对前级的有载Q值及回路阻抗有直接影响，这也是峰值检波器的主要缺点。

VD中放末级检波器的输入电阻Rid是为研究检波器++对其输入谐振回路影响的大小而定义uoRsuiisLsCsCR的，因而，Rid是对载波频率信号呈现的参量。

若设输入信号为等幅载波信号-

ui=Uimcosωct

Rid

ui（t）KdUim

忽略二极管导通电阻rd上的损耗功率，由能量守恒的原则，检波器输入端口2Uim的高频功率2Rid

全部转换为输出端负载电阻R上消耗22KdUim的功率R即有222UimKdUim=2RidR

又因Kd=cosθ≈1

所以

Rid≈

1R2

所以：

R越大，对前级影响就越小。

3.检波器的失真

在二极管峰值型检波器中，存在着两种特有失真：

底部切割失真

（1）惰性失真一般为了提高检波效率和滤波效果，（C越大，高频波纹越小）,总希望选取较大的R,C值，但如果R,C取值过大，使R,C的放电时间常数τ=RC所对应的放电速度小于输入信号（AM）包络下降速度时，会造成输出波形不随输入信号包络而变化，从而产生失真，这种失真是由于电容放电惰性引起的，故称为惰性失真。

惰性失真

（2）产生惰性失真的原输入AM信号包络的变化率因：

RC放电的速率

ui（t）与uc（t）

uc（t）

（3）避免产生惰性失真的条件：

在任何时刻，电容C上电压的变化率应大于或等于包络信号的变化率，即uCUAM（t）≥ttui（t）

若设输入信号AM信号：

ui=Uim（1+macosΩt）cosω0tUAM（t）=Uim（1+macosΩt）包络信号为：

在t1时刻包络的变化率:

UAM（t）t=maΩUimsinΩt1

（4）分析：

另外，在二极管截止瞬间，电容两端所保持的电压近似等于输入信号的峰值。

即uC≈Uim（1+macosΩt）tt1那么电容C通过R放电的电压关系为：

uC（t）=Uim（1+macosΩt1）eRC

uCt=t=t1

1Uim（1+macosΩt1）RC

所以要求在t1时刻不产生惰性失真的条件为：

RCΩmasinΩt11A=≤1Uim（1+macosΩt1）≥ΩUimmasinΩt1则有：

1+macosΩt1RC

UAM（t）和uC下降速度不同。

实际上不同的t1,为在任何时刻都避免产生惰性失真，必须保证A值取最大时仍有dAAmax1故令:

=0dt

dARCΩ2ma（1+macosΩt）cosΩt+RCmaΩ2sin2Ωt=0即：

=2dt（1+macosΩt）

2

cosΩt=ma可解得：

;

sinΩt=1cos2Ωt=1ma2

∴

有RC≤

1maΩma

可见，ma,Ω越大，信号包络变化越快，要求RC的值就应该越小。

实际应用中，由于调制信号总占有一定的频带（Ωmin~Ωmax）,并且各频率分量所对应的调制系数ma也不相同，设计检波器时，应该用最大调制度mmax和最高调制频率Ωmax来检验有无惰性失真，其检验公式为21mmaxRC≤Ωmaxmmax

（2）底部切割失真1）原因：

一般为了取出低频调制信号，检波器与后级低频放大器的连接如图所示，为能有效地传输检波后的低频调制信号，要求：

RL1CdΩmin1VDCd

或

RLCd

后级放大器

Ωmin

++uiC

+UDCRL

通常Cd取值较大（一般为5~10μF）,在Cd两端的直流电压UDC,大小近似等于载波电压振幅UDC=KdUimu=UUDC经R和RL分压后在R上产生i

URR-

+uΩ（t）-

im

（1+macosΩt）cosωctUim（1+macosΩt）

的直流电压为：

UR=UDCRR+RL

UimURUim（1-ma）UR

由于UR对检波二极管VD来说相当于一个反向偏置电压，会影响二极管的工作状态。

在输入调幅波包络的负半周峰值处可能会低于UR,当URUim（1-ma）二极管截止，检波输出信号不跟随输入调幅波包络的变化而产生失真。

显然，RL越小，UR分压值越大，底部切割失真越容易产生；

另外，ma值越大，调幅波包络的振幅maUim越大，调幅波包络的负峰值Uim（1-ma）越小，底部切割失真也越易产生。

要防止这种失真，必须要求调幅波包络的负峰值Uim（1-ma）大于直流电压UR。

即Uim（1ma）≥UimRR+RL

避免底部切割失真的条件为：

RLRL//RRΩ==ma≤R+RLRR

式中，RΩ=RL//R为检波器输出端的交流负载电阻，而R为直流负载电阻。

4.检波器设计及元件参数的选择

（1）回路有载QL要大：

这应该从选择性及通频带的要求来考虑。

QL=ωcCs（Rs//Rid）1一般：

中放末级

（2）为发保证输出的高频纹波小要求：

RCTc即RCVDCdCR+RLuΩ-

1

Tc为高频载波周期1RCΩmax要求：

RC1LdΩmin

ωc

≥

5~10

is

Rs

Ls

Cs

ωcRid

（3）为了减少输出信号的频率失真（输出信号为一个低频限带信号）C不影响上限频率Cd不影响下限频

率

Ωmin

Ωmax

21mmax（4）为了避免惰性失真：

要求：

RCΩmaxmmax

RL（5）为了避免底部切割失真：

mR+RL

或RL//RR

三p同步检波（SynchronousDetection）乘积型同步检波器可分为：

叠加型注意：

两种检波器都需要接收端恢复载波1.乘积型uDSB乘法器

休息1休息2

设输入已调波：

uDSB=UcosΩtcosωct

低通滤波器

′=Uccos（ω1t+）uc而恢复的本地载波为：

c本地载波则相乘器输出为：

′=UUccosΩtcosωctcos（ω1t+）uDSBuc

1=UUccosΩt{cos[（ωc+ω1）t+]+cos[（ωcω1）t+]}2令（ωcω1）=Δωc则经低通滤波器后的输出信号为：

1uΩ=UUccosΩtcos（Δωct+）2=UΩcosΩtcos（Δωct+）

1uΩ=UUccosΩtcos（Δωct+）2=UΩcosΩtcos（Δωct+）讨论：

（1）当恢复的本地载波与发射端的调制载波同步（同频，同相）则有：

Δωc=0=0∴uΩ=UΩcosΩt无失真将调制信号恢复出来

（2）若本地载波与调制载波有频差，即：

Δωc≠0乘法器uDSB=0uΩ=UΩcosΔωctcosΩt即引起振幅失真。

（3）若本地载波与调制载波有相位差，Δωc=0即：

≠0则

c本地载波

uΩ=UΩcoscosΩt引入一个振幅的衰减因子cos,如果随时间变化，也会引起振幅失真。

乘积型同步检波器的实用电路谐振限幅放大器CVT1+15VfoLVT2+15V2kΩRwyVT3510Ω510Ω-15V2kΩ5.1kΩ-15V10kΩ5Rx6Ry10112141R11MΩRcRwZ121kΩ11kΩ+A低通滤波器乘法器

uAM

Rwx

ux

BG3148（MC1595）1293R3RwIox

4

100kΩ-

u'

RφCφ

CD

121kΩ15kΩ

uΩ

uy10kΩ

137RcR13EC=15VIoy-EE

25kΩ-15V

谐振限幅放大器

c

乘法器

uAM9

注意点：

（1）同步解调的关键是乘积项，即以前介绍的具有乘积项的线性频谱搬移电路，只要后接低通滤波器都可实现乘积型同步检波。

（2）同步检波无失真的关键是同步。

2.叠加型同步检波器相加器uAM包络滤波器