IGBT升压斩波电路设计纯电阻负载Word文件下载.docx
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3.1
仿真软件Matlab简介13
3.2
仿真模型的建立14
3.3
系统仿真结果及分析14
参考文献16
前言
直流变直流是电力电子技术中变流技术的重要部分，广泛应用于电子领域。
直流-直流变流电路的功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，包括直接直流变流电路和间接直流变流电路。
直接直流变流电路也称斩波电路，它的功能就是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电。
本课程设计就是其中的一种斩波电路，即升压斩波电路。
本课程设计采用IGBT全控型器件，采用专用PWM控制集成电路SG3525进行驱动，并利用MATLAB的Power
System工具箱进行主电路的仿真实验，满足了设计要求，是一次比较成功的设计。
关键词:
直流变直流；
升压斩波电路；
IGBT；
SG3525
1、主电路的设计
升压斩波电路工作原理图及其波形图1所示
图1
升压斩波电路工作原理图及其波形图
1.1工作原理
在电路中V导通时，电流由E经升压电感L和V形成回路，电感L储能；
当V关断时，电感产生的反电动势和直流电源电压方向相同互相叠加，从而在负载侧得到高于电源的电压，二极管的作用是阻断V导通时电容的放电回路。
调节开关器件V的通断周期，可以调整负载侧输出电流和电压的大小。
分析升压斩波电路的工作原理时，首先假设电路中电感L值很大，电容C值也很大。
当可控开关V处于通态时，电源E向电感L充电，充电电流基本恒定为I1，同时电容C上的电压向负载R供电。
因C值很大，基本保持输出电压uo为恒值，记为Uo。
设V处于通态的时间为ton，此阶段电感L上积蓄的能量为EIlton。
当V处于断态时E和L共同向电容C充电，并向负载R提供能量。
设V处于断态的时间为toff,则在此期间电感L释放的能量为（Uo-E）
Iltoff。
当电路工作于稳态时，一个周期T中电感L积蓄的能量与释放的能量相等，即
化简得
式中，T/toff≥1,输出电压高于电源电压，故称该电路为升压斩波电路。
又称boost变换器（Boost
Converter）。
式
（2）中T/toff表示升压比，调节其大小，即可改变输出电压U0的大小。
将升压比的倒数记作β，即β=toff/T。
则β和占空比α有如下关系
α+β=1
因此，式
（2）可表示为：
升压斩波电路之所以能使输出电压高于电源电压，关键有两个原因:
一是电感L储能之后具有使电压泵升的作用，二是电容C可将输出电压保持住。
在以上分析中，认为V处于通态期间因电容C的作用使得输出电压Uo不变，但实际上C值不可能为无穷大，在此阶段其向负载放电，Uo必然会有所下降，故实际输出电压会略低于式（4）所得结果。
不过，在电容C值足够大时，误差很小，基本可以忽略。
如果忽略电路中的损耗，则由电源提供的能量仅由负载R消耗，即
EIl=UoIo
（5）
该式表明，升压斩波电路可看成是直流变压器。
1.2参数的计算
根据设计要求，我选择选大小为50V的直流电压源，选取升压斩波电路的占空比为%10~90%。
因此，输出电压55.56V~500V。
又因为要求输出功率1000W，可计算出负载电阻3.1Ω~250Ω。
在控制开关开通期间ton，电流从电源正极流出，经过电感从开关流回电源负极。
电容C向R供电，输出电压Uo上正下负。
电源电压Ui全部加到电感两端uL=Ui，在该电压作用下，电感电流iL线性增长。
在导通之间内，电感电流增量为：
在控制开关关断期间toff，iL经二极管流出，电感电压极性将变成左负右正，认为电感很大，iL不变。
这样，电源和电感同时给电容C和负载R供电，负载两端电压仍是上正下负。
电感电压
，电感电流iL线性减小。
在关断时间toff内，电感电流减小量的绝对值为：
当电路工作在稳态时，电感电流iL波形必然周期性重复，开关导通期间电感电流iL的增量等于开关断开时电感电流iL的减少量，即
联立
（1）
（2）式可得输出电压
由上式可知，
是一个小于1的数，故输出电压比输入电压大。
从能量守恒角度分析（假设电感足够大，电流平直），电路达到稳态时，电感在开关开通期间吸收的能量（UiIton）与开关关断期间释放的能量（（Ui-Uo）Itoff）相等。
列出等式：
解得
下面确定电流连续的临界条件：
如果在T时刻电感电流iL刚好降到0。
则为电流连续与断续的临界工作状态。
此时
，升压斩波电路的输入输出功率分别为：
忽略损耗，有Pi=Po，于是
联立式
（1）（4）（5）得临界电感值为
确定电容的计算:
电容在关断期间释放的能量与开通期间吸收的电荷相等，
则电压变化量
可决定脉动率。
计算
：
由式（6）
，周期T可由开关频率5KHz得出为
，把
代入上式得出
3.704*10^（-3）H，当
时，工作在连续状态下。
电感越大时，电感电流越平直。
可适当取较大的电感值。
计算C：
由式（8）
，要求脉动率<
10%，取10%，计算
=（5.56V~50V），代入上式计算出
6.0*10^（-3）F，滤波电容越大，输出电压越平直，可适当取较大的电容值。
IGBT选型：
IGBT所受最大正向电压为500V,当α=1时，iL=20A，IGBT集电极最大接续电流选40A，反向击穿电压为100V。
所以Uces=500V，Ic=40A。
续流二极管选型：
最大正向电压为50V，最大方向电压为500V，最大电流约为20A。
取两倍裕量，所以URRM=1000V,IF（AV）=40A。
2控制电路设计
控制电路方案选择
控制电路主要实现的功能是产生控制信号，用于控制斩波电路中主功率器件的通断，同时能够通过对占空比的调节达到控制输出电压大小的目的。
根据对输出电压平均值进行调制的方式不同，斩波电路可有三种控制方式：
1）保持开关周期T不变，调节开关导通时间ton，称为脉冲宽度调制（PWM）或脉冲调宽型；
2）保持开关导通时间ton不变，改变开关周期T，称为频率调制或调频型；
3）ton和T都可调，使占空比改变，称为混合型。
其中，又以第1种应用最多，故本设计中也采用PWM控制。
PWM控制就是对脉冲宽度进行调制的技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要的波形（含形状和幅值）。
这种电路把直流电压“斩”成一系列脉冲，改变脉冲的占空比来获得所需的输出电压。
改变脉冲的占空比就是对脉冲宽度进行调制，只是因为输入电压和所需要的输出电压都是直流电压，因此脉冲既是等幅的，也是等宽的，仅仅是对脉冲的占空比进行控制。
升压电路所用全控型晶闸管IGBT是电压型驱动器件，其栅射极之间有数千皮法左右的极间电容，为快速建立驱动电压，要求驱动电路具有较小的输出电阻。
使IGBT开通的栅射极间的驱动电压一般取15~20V。
同样，关断时施加一定幅值的负驱动电压（-5~-15V）有利于减小关断时间和关断损耗。
在栅极串入一只低值电阻可以减小寄生振荡，改电阻阻值应随被驱动器件电流额定值的增大而减小。
本设计中，控制电路以SG3525为核心构成。
SG3525为美国Silicon
General公司生产的专用PWM控制集成电路，它采用衡频脉宽调制控制方案，适合于各种开关电源、斩波器的控制。
SG3525其内部包含精密基准源、锯齿波振荡器、误差放大器、比较器、分频器等，实现PWM控制所需的基本电路，并含有保护电路。
其电路图如图2所示
图2
SG3525
电路图
SG3525的工作原理
SG3525的脚16
为基准电压源输出，精度可以达到（5.1±
1％）V，采用了温度补偿，而且设有过流保护电路。
脚6、脚7
内有一个双门限比较器，内设电容充放电电路，加上外接的电阻电容电路共同构成SG3525
的振荡器，同时振荡器还设有外同步输入端（脚3）。
脚1
及脚2
分别为芯片内部误差放大器的反相输入端、同相输入端，该放大器是一个两级差分放大器。
通过R2、R3、C3结合SG3525产生锯齿波输入到SG3525的振荡器。
通过调节R7，可在OUTA、OUTB两端输出两个幅度相等,频率相等,相位相差180°
占空比可调的矩形波（即PWM信号）。
驱动电路设计
IGBT是电力电子器件，控制电路产生的控制信号一般难以直接驱动IGBT，因此需要外加驱动电路。
驱动电路是连接控制部分和主电路的桥梁，驱动电路的稳定与可靠性直接影响着整个系统变流的成败，具体来讲IGBT的驱动要求动态驱动能力强，能为IGBT栅极提供具有陡峭前后沿的驱动脉冲。
否则IGBT会在开通及关延时，同时要保证当IGBT损坏时驱动电路中的其他元件不会被损坏。
其次能向
IGBT提供适当的正向和反向栅压，一般取+15
V左右的正向栅压比较恰当，取-5V反向栅压能让IGBT可靠截止。
而且要具有栅压限幅电路，保护栅极不被击穿。
IGBT栅极极限电压一般为土20
V，驱动信号超出此范围可能破坏栅极。
最后当
IGBT处于负载短路或过流状态时，能在IGBT允许时间内通过逐渐降低栅压自动抑制故障电流，实现IGBT的软关断。
驱动电路的软关断过程不应随输入信号的消失而受到影响。
在本设计中，直接采用光电耦合式驱动电路，该电路双侧都有电源。
其提供的脉冲宽度不受限制，较易检测IGBT的电压和电流的状态，对外送出过流信号。
另外它使用比较方便，稳定性比较好。
如图3所示，控制电路所输出的PWM信号通过TLP521-1光耦合器实现电气隔离，再经过推挽电路进行放大，从而把输出的控制信号放大以驱动IGBT。
为得到最佳的波形，在调试的过程中对光耦两端的电阻要进行合理的搭配。
图3
驱动电路
保护电路设计
热管散热技术是当今国际较流行的散热方式，国内近年来发展较快，被人们称之为热的“超导体”，已广泛用于车辆电传动系统，热管的主要特点：
高效的导热性，高度的等温性，热流密度变换能力强，结构多样灵活、重量轻。
由于IGBT模块的开关频率高，开关损耗大，特别是对大功率IGBT模块，一般普通型材散热器难以满足要求。
热管散热器特别适合于这种安装底板绝缘的大功率IGBT模块散热。
目前适合于大功率IGBT模块的热管散热器的热阻可以达到额定标准以下。
过电流保护采用的是在主电路中串联一个1￡的电阻，在其两端并联电磁继电器的线圈。
过流保护信号取自电阻两端的电压，
当主电路的电流高于一定数值时，电磁继电器的开关闭合，接通低电平，该过电流信号还送到SG3525的脚10。
在SG3525内部由于T3基极与A端线相连，A端线由低电压上升为逻辑高电平，经过SG3525A的13脚输出为高电平，功率驱动电路输出至功率场效应管的控制脉冲消失。
在电路中，过流保护环节还输出一个信号到与门的输入端，当出现过流信号时，检测环节输出一低电平信号到与门的输入端，使脉冲消失，与SG3525的故障关闭功能一起构成双重保护。
在斩波电路中对斩波器的保护，实际上就是对IGBT的保护。
所以重要的是怎么设计好对开关管IGBT的保护方案。
在设计对IGBT的保护系统中，主要是针对过电流保护和开关过程中的过电压保护。
IGBT的过流保护电路可分为2类：
一类是低倍数的（1.2～1.5倍）的过载保护；
一类是高倍数（可达8～10倍）的短路保护。
对于过载保护不必快速响应，可采用集中式保护，即检测输入端或直流环节的总电流，当此电流超过设定值后比较器翻转，封锁所有IGBT驱动器的输入脉冲，使输出电流降为零。
这种过载电流保护，一旦动作后，要通过复位才能恢复正常工作。
IGBT能承受很短时间的短路电流，能承受短路电流的时间与该IGBT的导通饱和压降有关，随着饱和导通压降的增加而延长。
如饱和压降小于2V的IGBT允许承受的短路时间小于5μs，而饱和压降3V的IGBT允许承受的短路时间可达15μs，4～5V时可达30μs以上。
存在以上关系是由于随着饱和导通压降的降低，IGBT的阻抗也降低，短路电流同时增大，短路时的功耗随着电流的平方加大，造成承受短路的时间迅速减小。
通常采取的保护措施有软关断和降栅压2种。
软关断指在过流和短路时，直接关断IGBT。
但是，软关断抗骚扰能力差，一旦检测到过流信号就关断，很容易发生误动作。
为增加保护电路的抗骚扰能力，可在故障信号与启动保护电路之间加一延时，不过故障电流会在这个延时内急剧上升，大大增加了功率损耗，同时还会导致器件的di/dt增大。
所以往往是保护电路启动了，器件仍然坏了。
降栅压旨在检测到器件过流时，马上降低栅压，但器件仍维持导通。
降栅压后设有固定延时，故障电流在这一延时期内被限制在一较小值，则降低了故障时器件的功耗，延长了器件抗短路的时间，而且能够降低器件关断时的di/dt，对器件保护十分有利。
若延时后故障信号依然存在，则关断器件，若故障信号消失，驱动电路可自动恢复正常的工作状态，因而大大增强了抗骚扰能力。
关断IGBT时，它的集电极电流的下降率较高，尤其是在短路故障的情况下，如不采取软关断措施，它的临界电流下降率将达到数kA/μs。
极高的电流下降率将会在主电路的分布电感上感应出较高的过电压，导致IGBT关断时将会使其电流电压的运行轨迹超出它的安全工作区而损坏。
所以从关断的角度考虑，希望主电路的电感和电流下降率越小越好。
但对于IGBT的开通来说，集电极电路的电感有利于抑制续流二极管的反向恢复电流和电容器充放电造成的峰值电流，能减小开通损耗，承受较高的开通电流上升率。
一般情况下IGBT开关电路的集电极不需要串联电感，其开通损耗可以通过改善栅极驱动条件来加以控制。
升压斩波电路需同时具有过压和过流保护功能，如图4所示，均采用反馈控制,将过流过压信号反馈到芯片SG3525的输入，从而起到调节保护作用。
同时芯片SG3525也可完成一定的保护功能，例如，脚8软起动功能，避免了开关电源在开机瞬间的电流冲击，可能造成的末级功率开关管的损坏。
图4
电压和电流保护电路
系统仿真与分析
仿真软件Matlab简介
在科学研究和工程应用中，往往要进行大量的数学计算，其中包括矩阵运算。
这些运算一般来说难以用手工精确和快捷地进行，而要借助计算机编制相应的程序做近似计算。
目前比较流行的控制系统仿真软件是MATLAB。
MATLAB是一种功能强、效率高便于进行科学和工程计算的交互式软件包。
其中包括：
一般数值分析、矩阵运算、数字信号处理、建模和系统控制和优化等应用程序，并集应用程序和图形于一便于使用的集成环境中。
本次课程设计仿真便是采用MATLAB，利用其面向控制系统电气原理结构图，使用Power
System工具箱进行主电路的仿真与设计。
仿真模型的建立
IGBT升压斩波电路模型主要由直流电源、同步触发脉冲、IGBT、电阻、电感、电容以及电流表、电压表、示波器等部分组成。
采用MATLAB面向电气原理结构图方法构成的IGBT升压斩波电路模型如图5所示。
图5IGBT升压斩波电路仿真模型连线图
系统仿真结果及分析
打开仿真/参数窗口，选择ode23tb算法，将相对误差设置为1e-4，开始仿真时间为0，结束仿真时间为0.02，仿真结果如下图所示
10%占空比R=3.1Ω
仿真结果分析
由图4-1中万用表的显示及图4-9的仿真波形图可知仿真输出电压Uo=53.6V，输出电流Io=17.3A,输出功率Po=Uo×
Io=53.6V×
17.3A=927.28W,基本满足设计要求。
33%占空比,R=5.625Ω
由图4-1中万用表的显示及图4-9的仿真波形图可知仿真输出电压Uo=72.2V，输出电流Io=12.8A,输出功率Po=Uo×
Io=72.2V×
12.8A=924.16W,基本满足设计要求。
90%占空比,R=250Ω
由图4-1中万用表的显示及图4-9的仿真波形图可知仿真输出电压Uo=487V，输出电流Io=1.95A,输出功率Po=Uo×
Io=487V×
1.95A=946.65W,基本满足设计要求。
参考文献
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