完整word版三相电压型PWM整流器设计与仿真精Word格式.docx
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（2）网侧电流近似正弦化，谐波含量少；
（3）具有较好的动态性能，适合动态性能要求高且开关频率变化快的场合；
（4）直流输出电压稳定且电压波形品质高。
PWM整流器在功率因数校正、谐波抑制以及能量回馈等应用方面具有其突出的优势，故很早就已经成为电力电子技术研究的最具意义的内容之一。
经过各国学者和专家多年的实验和研究，在数学模型、主电路拓扑结构和控制策略等各个方面，PWM整流器均取得了较为成功的研究成果。
对于学生来说，设计高性能三相PWM整流器是很具有学习和研究价值的课题。
PWM整流器的分类方法很多，最基本的分类方法是按照直流储能形式可分为电压型整流器（VSR）和电流型整流器（CSR）两种，前者直流侧采用电容为储能元件，提供一个平稳的电压输出，直流侧等效为一个低阻电压源；
后者直流侧采用电感作为储能元件，提供一个平稳的电流输出，直流侧等效为一个高阻电流源。
由于VSR的结构简单，储能效率高、损耗较低、动态响应快，控制方便，使得VSR一直是PWM整流器研究和应用的重点，本文主要讨论三相电压型PWM整流器的设计与仿真。
第一章绪论，说明了PWM整流器的研究和学习的价值，以及整个论文的结构；
第二章介绍了PWM整流器在国内外的研究现状；
第三章建立电压型PWM整流器的数学模型；
第四章介绍了很据PWM整流器的数学模型对有功电流和无功电流进行解耦控制，设计了电压、电流双闭环调节器，对空间矢量脉宽调制（spacevectorpulsewidthmodulation）技术进行详细分析；
第五章对设计的整个PWM整流系统进行仿真，分析设计的控制器对扰动的抑制作用以及输入输出电压的动静态性能。
2研究现状
自20世纪90年代以来，PWM整流技术一直是学术界关注和研究的热点。
随着研究的深入，PWM整流技术的相关应用研究也得到发展，如有源电力滤波（APF）、超导储能（SMES）、电气传动（ED）、高压直流输电（HVDC）、统一潮流控制器（UPFC）、新型UPS以及太阳能、风能等再生能源的并网发电等，并随着现代控制理论、微处理器技术以及现代电子技术的推陈出新，这些应用技术的研究又促使PWM整流技术日趋成熟，其主电路已从早期的半控型器件桥路发展到如今的全控型桥路；
拓扑结构已成从单相、三相电路发展到多相组合及多电平拓扑电路；
PWM调制方式从由单纯的硬开关调制发展到软开关调制；
功率等级从千瓦级发展到兆瓦级，而在主电路类型上既有电压源型整流器，又有电流源型整流器，两者在工业上已成功投入使用，但却多采用模拟芯片PWM波发生器，在闭环和智能调节比如在风力发电的并网等方面均存在较大问题，尤其是在国内，基于数字信号微处理器的PWM整流器的研究还只是处于初步发展阶段。
当前PWM整流器的研究主要体现在如下几个方面：
1.关于PWM整流器数学模型的研究
PWM整流器数学模型的研究是PWM整流器及其控制技术的基础。
A.W.Green提出了基于坐标变换的PWM整流器连续、离散动态数学模型，R.Wu和S.B.Dewan等较为系统地建立了PWM整流器的时域模型，并将时域模型分解成高频和低频模型，且给出了相应的时域解。
而ChunT.Rim和DongY.Hu等则利用局部电路的dq坐标变换建立了PWM整流器基于变压器的低频等效模型电路，并给出了稳态、动态特性分析。
在此基础上，HengchunMao等人建立了一种新颖的降阶小信号模型，从而简化了PWM整流器的数学模型及特性分析。
2.关于PWM整流器拓扑结构的研究
PWM整流器的主电路拓扑结构近十几年来没有重大突破，主电路设计的基本原则是在保持系统的基础上，尽量简化电路拓扑结构，减少开关元件数，降低总成本，提高系统的可靠性。
PWM整流器拓扑结构可分为电流型和电压型两大类。
其中电压型PWM整流器最显著的拓扑特征是直流侧采用电容进行电流储能，从而使整流器直流侧呈低阻抗的电压源特性。
电流型PWM整流器直流侧则是采用大电感进行电流储能，使得整流器直流侧呈高阻抗的电流源。
根据装置功率的不同，研究的侧重点不同。
在中小功率场合，研究集中在减少功率开关和改进直流输出性能上；
对于大功率场合，研究主要集中在多电平拓扑结构、变流器组合以及软开关技术上。
多电平拓扑结构的PWM整流器主要应用于高压大容量场合。
而对大电流应用场合，常采用变流器组合拓扑结构，即将独立的电流型PWM整
流器进行并联组合。
3.关于电压型PWM整流器电流控制技术的研究
电压型PWM整流器有两个控制目标，一是得到稳定的直流电压，另一个是使网侧电流正弦化并跟踪电网电压变化。
为了使电压型PWM整流器网侧呈现受控电流源特性，其网侧电流的控制至关重要，决定了PWM整流器的动静态性能。
电压型PWM整流器网侧电流控制策略主要分成两类：
间接电流控制策略和直接电流控制策略。
间接电流控制其网侧电流的动态响应慢，且对系统的参数比较敏感，适用性不高，因此逐步被直接电流控制所取代。
与间接电流控制相比，直接电流控制电流响应速度快，系统鲁棒性强，且容易实现过流保护，是当今PWM整流器电流控制方案的主流。
4.PWM整流器系统控制策略的研究
控制策略是PWM整流器控制系统的核心，其优劣决定着PWM整流器的动静态性能以及鲁棒性。
PWM整流器常用的控制方法有滞环电流控制、固定开关频率电流控制、预测电流控制、直接功率控制、无电网电动势传感器及无网侧电流传感器控制、电网不平衡条件下的PWM整流器控制、滑模变结构控制、反馈精确线性化控制、基于Lyapunov稳定性理论的控制、模糊控制等，具体如下：
1）滞环电流控制
滞环电流控制是一种瞬时值反馈控制模式，其基本思想是将检测到的实际电流信号与电流给定信号值相比较，若实际电流大于指令值，则通过改变变流器的开关状态使之减小，反之增大，使得实际电流围绕指令电流做锯齿状变化，并将偏差控制一定范围内，形成滞环。
该控制方法结构简单，电流响应速度快，易于实现电流限制，且控制与系统参数无关，系统鲁棒性好，但是开关频率在一个工频周期内不固定，谐波电流频谱随机分布，网侧滤波器设计较为困难。
2）固定开关频率PWM电流控制
固定开关频率PWM电流控制，一般是指PWM载波（如三角波）频率固定不变，而以电流偏差调节信号为调制波的PWM控制方法。
该控制方法克服了滞环电流控制开关频率不固定的缺点，电流响应速度快，系统鲁棒性高，但当电流内环均采用PI调节时，三相静止坐标系中的PI电流调节器无法实现电流的无静差控制。
3）预测电流控制
预测电流控制的思想是从开关的在线优化出发，根据负载大小及给定电流矢量的变化率，推算出使得下一周期电流满足期望值的电压矢量来控制PWM整流器的开关。
预测电流控制具有快速的电流响应速度，但其控制效果依赖于系统参数，鲁棒性不高，且受处理器采样和控制延时影响较大。
4）直接功率控制
直接功率控制通过对PWM整流器瞬时有功和无功进行直接控制，达到控制瞬时输入电流的目的。
该方法具有结构、算法简单，系统动态性能好，鲁棒性强，容易数字化实现，对交流侧电压不平衡和谐波失真也具有一定补偿作用。
5）无电网电动势传感器及无网侧电流传感器控制
无电网电动势传感器及无网侧电流传感器控制是为进一步简化电压型PWM整流器的信号检测而提出的控制方法。
无电网电动势传感器控制主要包括两类电网电动势的重构方案：
其一是通过复功率的估计来重构电网电动势，是一种开环估计算法，因而精度不高，并且在复功率估计算法中由于含有微分项，容易引入干扰；
其二是基于网侧电流偏差调节的电网电动势重构，是一种闭环估计算法，它采用网侧电流偏差的PI调节来控制电网电动势误差，因而精度较高。
无网侧电流传感器控制是通过直流侧电流的检测来重构交流侧电流。
6）电网不平衡条件下的PWM整流器控制
为了使PWM整流器在电网不平衡条件下仍能正常运行，学术界提出了不平衡条件下，网侧电流和直流电压的时域表达式，电网负序分量被认为是导致网侧电流畸变的原因，同时指出，在电网不平衡条件下，常规的控制方法会使直流电压产生偶次谐波分量，交流侧会有奇次谐波电流。
为此，D.Vincenti等人较为系统地提出了正序dq坐标系中的前馈控制策略，即通过负序分量的前馈控制来抑制电网负序分量的影响。
但是由于该方法的负序分量在dq坐标下不是直流量，导致PI调节不能实现无静差控制。
因此，又有人提出了正、负序双旋转坐标系控制，该方法实现了无静差控制，是较完善的理论，但是其控制的结构比较复杂，运算量大。
7）滑模变结构控制
滑模变结构控制本质上是一种非线性控制，其非线性特性表现为控制的不连续性，特点是系统结构并不固定，而是可以在动态过程中，根据系统当前的状态不断变化，迫使系统按照指定的滑动模态运动。
采用滑模变结构控制，可以使PWM整流器不依赖于电网电压、开关器件以及负载参数，对参数变化及干扰具有不变性，即强鲁棒性，但控制器设计中滑模系数的选取比较困难，选取不当容易给系统带来不利抖动，造成系统不稳。
8）反馈精确线性化控制
反馈精确线性化控制利用微分几何理论对非线性系统进行结构分解、分析及控制设计，通过采用适当的非线性坐标变换和非线性状态反馈量，从而使非线性系统得以在大范围甚至在全局范围内线性化，这样就可以方便地使用线性控制理论对非线性系统进行控制器的设计。
将反馈精确线性化用于PWM整流器的控制，
可以使输入电流快速跟踪网压且畸变较小，具有良好的鲁棒性。
该方法非线性控制器设计比较复杂，涉及多次坐标变换，运算量较大。
9）基于Lyapunov稳定性理论的控制
现有大多数PWM整流器控制策略是基于小信号模型，应用线性控制理论进行设计。
因此，只有在系统的状态和输入在小干扰的情况下能保证系统的稳定，在大范围干扰的情况下，难以使系统稳定，为了保证PWM整流器在大范围干扰的情况下能稳定运行并具有良好的动静态性能，国内外学者已将Lyapunov稳定理论应用到系统控制设计中。
对于非线性系统，只要找到合适的Lyapunov函数，就可以利用该函数对系统控制器进行设计，采用Lyapunov稳定理论设计的PWM整流器，电流跟踪给定值效果明显变好，同时克服了系统参数变化对电流跟踪的影响，在大范围干扰的情况下系统稳定，并具有良好的动态性能，但构造Lyapunov函数比较困难，难以确定最佳能量函数。
10）模糊控制
模糊控制是将系统的动态映射关系通过隶属度函数和模糊规则体现出来，首先将确定性输入量模糊化，利用模糊推理得到模糊输出，再用清晰化的方法得到输出的确定量，这样输入输出是一组规则。
采用模糊控制可以使PWM整流器具有如下特点：
控制频率不受输入电源频率的限制，只与程序执行周期有关；
输入电流快速跟踪电网电压，谐波低，功率因数高；
对系统参数不敏感，且能适用负载的非线性变化；
模型完全离散化，易于数字实现。
国内目前的研究主要集中于控制方法的实验研究，分析各参数与系统性能之间的关系，并找出改善电流跟踪性能、提高输入功率因数的方法，其中仿真和实验是主要手段，对于系统建模研究较少。
3三相电压型PWM整流器系统建模
建立数学模型是深入分析和研究PWM整流器的工作机理以及动态和静态特性的重要前提。
本章的主要内容是建立PWM整流器在三相静止坐标系和两相同步旋转坐标系下的数学模型，方便进一步为三相电压型PWM整流器设计合理的控制器，以到达抑制扰动、提高输入输出电压电流的动静态性能的目的。
本文设计的PWM整流器主电路采用三相电压型拓扑结构，其主电路原理结构如图3-1所示：
RL
图3-1三相电压型PWM整流器主电路
在上图中，U2a、U2b、U2c分别表示三相电网相电压，U1a、U1b、U1c分别为变换器侧相电压，i2a、i2b、i2c分别为网侧相电流，i1a、i1b、i1c分别为变换器侧相电流，L2为网侧电感，R2为网侧电感寄生电阻，L1为变换器侧电感，R1为变换器侧电感寄生电阻，Cf为滤波电容，Rd为避免LCL型滤波器出现零阻抗谐振点而设置的阻尼电阻，S1、S2、S3、S4、S5、S6分别表示6个功率开关，RL为直流侧负载。
3.1三相静止坐标系下的数学模型
由于三相电压型PWM整流器的控制器带宽主要位于低频段，因此，需建立在低频段时的数学模型。
并且LCL滤波器在高频段的滤波特性比L滤波器要好，而在低频段的频率特性与L滤波器几乎一样。
因此在设计三相电压型PWM整流器位于低频段的数学模型时，可忽略阻尼电阻和滤波电容的影响，将LCL滤波器等效成L滤波器进行建模。
对于开关管的不同开关状态，建立如下方程：
⎧1开关管上桥臂导通
Sk=⎨ （k=a,bc,）（3-1）
⎩0开关管下桥臂导通
由图3-1所示的主电路拓扑结构，根据基尔霍夫电压、电流定律可得三相电压型PWM整流器在三相静止坐标系下的数学模型为：
⎧di1a⎪LTdt+RTi1a=U2a-U1a
⎪⎪Ldi1b+Ri=U-UT1b2b1b⎪Tdt（3-2）⎨di⎪L1c+Ri=U-UT1c2c1c⎪Tdt⎪dUdc⎪C=Sai1a+Sbi1b+Sci1c-iL⎩dt
上式中：
LCL滤波器总电感LT=L1+L2；
总的电感寄生电阻RT=R1+R2；
U1k=UkN+UNO；
UkN=SkUdc，k=a,b,c。
对于三相对称系统有：
⎧U2a+U2b+U2c=0（3-3）⎨i+i+i=0⎩1a1b1c
联立式（3-2）和（3-3）可得：
UNO=-Udc
3k=a,b.c∑Sk（3-4）
由式（3-4）可得整流器侧相电压为：
⎛⎫1U1k=Sk-∑Sk⎪Udc（3-5）3k=a,b,c⎭⎝
3.2两相静止αβ坐标系下的数学模型
由式（3-3）可知，对于三相对称系统，三相变量中只有两相是独立的，即任意一相变量可由另外两相变量进行表示。
因此，三相原始数学模型并不是对该实际对象的最简洁描述，完全可以而且也有必要用两相模型替代。
由三相静止坐标系到两相静止αβ坐标系的变换称为clarke变换，也叫3s/2s变换。
采用幅值守恒原则（即经clarke变换前后，通用矢量在各自坐标系中的幅值大小不变）的clarke变换矩阵为：
C3s/2s11⎫⎛1--222⎪（3-6）=30-⎝22⎭
利用式（3-3）的约束条件可将式（3-6）扩展成为：
C3'
s/2s11⎫⎛1--22⎪2（3-7）=0-322⎪111⎪222⎪⎝⎭
由式（3-7）求反变换可得clarke逆变换矩阵：
C2'
s/3s⎛⎫101⎪⎪1⎪（3-8）=-12⎪⎪1⎪-1⎪-⎝22⎭
对式（3-8）所示矩阵，去掉其第三列，可得两相静止αβ坐标系列到三相静止坐标系的变换矩阵为：
s/3s⎛⎫10⎪⎪1⎪=-2⎪（3-9）
1-⎝2根据式（3-6）所示的变换关系，对式（3-2）进行坐标变换可得三相电压型PWM整流器在两相静止αβ坐标系下的数学模型为：
⎧di1α⎪LTdt+RTi1α=U2α-U1α
⎪⎪di1β（3-10）+RTi1β=U2β-U1β⎨LTdt⎪⎪dUdc3⎪Cdt=2（Sαi1α+Sβi1β）-iL⎩
U2α、U2β分别是三相电网电压在αβ轴的分量；
U1α、U1β分别是三相整流器侧电压在αβ轴上的分量；
i1α、i1β分别是整流器侧电流在αβ轴的分量；
Sα、Sβ分别是开关函数在αβ轴的分量。
3.3两相同步旋转dq坐标系下的数学模型
由于三相电网电压、电流等是对称的三相正弦变量，对其进行clarke变换后，其在两相静止αβ坐标系下的α、β轴上的分量仍为正弦变量，而正弦变量不利
于数字化实现，造成了对控制系统设计困难，也对系统的稳态和动态性能造成一定的影响。
因此，人们提出了park变换，也可记为2s/2r变换。
该变换能够将在两相静止αβ坐标系下的基波正弦变量变换到两相同步旋转dq坐标系下的直流变量。
根据此直流变量可使控制器的设计变得简单。
假定三相电网电压矢量以恒定的角速度ω进行旋转，则可得三相电网电压的表达式为：
⎧⎪U=Ucos（ωt+θ）m0⎪2a
⎪2⎛⎫U=Ucosωt-π+θ0⎪（3-11）⎨2bm3⎝⎭⎪⎪2⎛⎫U=Ucosωt+π+θ0⎪⎪2cm3⎝⎭⎩
Um为三相电网相电压峰值，θ0为初始相位角。
从两相静止αβ坐标系列到两相旋转dq坐标系的坐标变换矩阵为：
⎛cos（ωt+θ0）sin（ωt+θ0）⎫C2s/2r=⎪（3-12）⎝-sin（ωt+θ0）cos（ωt+θ0）⎭
由式（3-12）可得两相旋转dq坐标系到两相静止αβ坐标系的变换矩阵为：
C2r/2s⎛cos（ωt+θ0）-sin（ωt+θ0）⎫=⎪（3-13）
⎝sin（ωt+θ0）cos（ωt+θ0）⎭
利用式（3-12）和对式（3-10）进行坐标变换，可得到三相VSR在两相同步旋转dq坐标系下的数学模型：
⎧di1d⎪LTdt+RTi1d=U2d-U1d
⎪⎪di1q（3-14）+RTi1q=U2q-U1q⎨LTdt⎪⎪dUdc3⎪Cdt=2（Sdi1d+Sqi1q）-iL⎩
U2d、U2q分别为网侧电压在两相同步旋转坐标系下d轴和q轴分
U1q分别我整流器侧电压在两相同步旋转坐标系下d轴和q轴分量；
U1d、i1d、量；
i1q分别为整流器侧电流在两相同步旋转坐标系下d轴和q轴分量；
Sd、Sq分别为开关函数在两相同步旋转坐标系下下d轴和q轴分量。
4三相电压型PWM整流器控制器设计
直接电流控制对整流器输入电流进行闭环控制，可以补偿系统参数变化带来的误差以及管压降和死区的影响，具有良好的动静态性能。
而且通过对电流指令
进行限幅就可以很容易的实现过流保护。
因此本设计中采用直接电流控制方法。
直接电流控制的PWM整流器的控制器均采用双闭环结构。
电压外环通过对直流母线电压的调节得到交流电流指令瞬时值。
电流内环的作用是按电压外环输出的电流指令进行电流控制，使整流器的实际输入电流能够跟踪电流给定，从而实现单位功率因数正弦波电流控制。
4.1电流内环控制器设计
整流器输入电流的控制性能是整流器控制效果好坏的关键。
从本质上讲，整流器是一种将交流侧电能通过整流桥转换到直流侧电能的一种能量变换装置。
由于电网电压可认为是不变的，所以对整流器输入电流快速有效的控制也就有效地控制了电能从交流侧到直流侧传递的速度和大小。
由式（3-14）可得，整流器侧输入电流满足下式：
⎧LT⎪⎪⎨⎪LT⎪⎩di1d+RTi1d=U2d-U1d+ωLTi1qdt（4-1）di1q+RTi1q=U2q-U1q+ωLTi1ddt
由上式可知，d、q轴电流除了受到控制变量U1d、U1q的影响外，还受到网侧电压U2d、U2q的扰动影响。
另外从上式还可以看出d、q轴电流相互耦合，给控制器的设计造成了一定的困难，将式（4-1）进行拉氏变换，并整理得：
1⎧i=U-U+ωLi1dT1q）⎪1d（2dLTs+RT⎪（4-2）⎨1⎪i=（U-U+ωLi）1q2q1qT1d⎪LTs+RT⎩
由于d轴电流和q轴电流之间具有对称性，所以此处仅讨论d轴电流i1d的控制器的设计，q轴电流的控制器可用类似的方法求出。
以i1d为被控对象，U1d作为控制器的输出，由式（4-2）可得d轴电流闭环反馈控制框图如下：
图4-1d轴电流内环闭环控制框图
由图4-1知，电流闭环控制器输出U1d为：
U1d=C（s）（i1*d-i1d）（4-3）
由图4-1可知，d轴电流不仅与电流给定有关，而且还受到q轴电流和电网电压d轴分量的干扰。
于是可用前馈解耦算法消除耦合的q轴电流和电网电压d轴分量干扰的影响。
采用前馈解耦算法的d轴电流内环闭环控制框图如下：
图4-2采用前馈解耦算法的d轴电流内环闭环控制框图
由图4-2可得，采用前馈解耦后的闭环控制器输出为:
U1d=C（s）（i1*d-i1d）+U2d+ωLTi1q（4-4）
简化图4-2可得：
图4-3前馈解耦后的d轴电流内环闭环控制框图
从图4-3中，可以看到采用前馈解耦方法消除q轴耦合电流和电网电压的扰动后，电流内环被控对象可以简化成一个简单的一阶惯性环节。
同时，
由于引入
电网扰动电压作为前馈补偿，大大提高了系统的抗干扰能力。
通常情况下，选择电流控制器C（s）为PI控制器，其传递函数为：
C（s）=KiP+KiIKiP（τis+1）K=,KiI=iP（4-5）sτisτi
考虑电流内环信号采样的延时和PWM控制的小惯性特性，已解耦的d轴电流内环结构如图4-4所示：
图4-4d轴电流内环控制框图
上图中，Ts为电流内环电流采样周期（也为PWM开关周期），KPWM为桥路
PWM等效增益。
将小时间常数
所示：
Ts、Ts合并，可得简化的电
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