译版模电综合训练.docx
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译版模电综合训练
2012年光电信息学院《模拟电路与脉冲电路》综合训练题
项目一：
电源
目的：
该项目将显示电源使用全波整流器，稳压二极管，固定电压稳压电路的一些基本原则。
组件：
桥式整流器（50PIV，1A），齐纳二极管（500毫瓦10V），7805稳压器
简介：
大多数的直流电流（DC）电子设备中使用的电源是由60Hz，115V交流（AC）电源转换而得。
这种交流到直流转换通常涉及一个降压变压器，整流器，滤波器，和调节器。
降压变压器是用来减少AC线路电压从115VRms的附近有需要的直流电压的RMS值。
降压变压器的输出随后被送入一个二极管整流电路，整流后只输出输入正弦信号的正半。
过滤器是用于平滑整流输出，以实现几乎恒定的直流电压水平。
可在过滤器后加稳压管，以恒定输出电压。
在这个项目将使用两种不同类型的稳压器：
一个齐纳二极管电路和一个稳压电路。
为了保持稳压，二极管必须工作在击穿区。
对于电流在Izmin到Izmax间，二极管的特性曲线几乎是垂直的，具有很好的稳压作用。
齐纳二极管有多种击穿电压。
另一种类型的稳压器则是7800系列稳压器。
这一系列的固定电压调节器的编号是78XX，其中xx对应的输出电压值。
有从5到24伏的输出电压可供选择。
这些稳压器易于使用，并且工作得很好。
设计：
1：
构建近似直流电压与交流峰值到峰值波动电压的整流桥和滤波电路如图1-1。
2。
齐纳二极管稳压电路如图1-2，假设齐纳二极管将工作在10V并调节5毫安到25毫安电流。
假设通过R的电流始终是5mA到25mA之间，齐纳二极管控制在10V，找到所需的最低值R和RL。
你可以假设两个二极管的正向二极管压降约为1V
实验过程：
1。
构建没有电容的图1-1桥式整流电路。
使用自耦变压器和降压变压器调节桥式整流电路的输入电压。
调节插入变压器的自耦变压器，直到次级电压等于12VRMS。
注意不要使变压器次级短路！
在示波器上观察二次波形，将示波器调节到DC耦合，观察负载电压VL的波形。
请记住，输入信号源和负载不能接共同的接地端。
2。
切断电路的电源。
将电容器按图1-1所示接入电路，注意确保电容器极性正确。
给电路加上激励，在DC耦合的示波器观察VL。
使用数字电压表测量直流电压电平。
在AC耦合示波器上观察纹波电压VR。
将这些测量值与计算值进行比较。
3。
观察通过改变负载电阻从1kΩ为500Ω对电路的影响。
用数字电压表测量直流电压电平。
AC耦合示波器观察纹波电压。
把这些值与先前记录的值进行比较。
4。
用数字曲线示踪记录的齐纳二极管的特性曲线。
注意击穿区域的击穿电压值。
还要注意的“拐点”的IZK（拐点电流）值。
5。
验证您的设计值R和RL后，构造如图1-2的齐纳二极管稳压电路。
用数字电压表测量在RL的最小值及最小值上下的几个值处的直流电压电平。
要注意不要使齐纳二极管过载。
评论这些不同的负载电阻电路的工作。
6。
构建7805稳压电路如图1-3。
仔细观察正确的稳压器的引脚配置。
测量当RL等于300Ω，200Ω和100Ω时的负载电压。
计算这些情况下的电流。
负载电阻的值影响输出电压吗？
7。
令RL等于200Ω，记录7805稳压器输入电压（引脚1）和输出电压（引脚3）。
改变自耦变压器的设置从而降低稳压器的输入电压。
对于每一个电压幅度的下降，记录稳压器的输入和输出电压。
直到稳压器的输出下降到低于5V。
7805稳压器产生5V输出所需的最小输入电压是多少？
问题：
1：
为什么在桥式整流电路，输入信号源和负载不能共用一个接地点？
2：
齐纳二极管可以作为一个传统的二极管使用吗？
解释你的答案，并与曲线追踪仪的曲线验证。
3：
如果桥式整流器被改变为一个半波整流器，输出滤波器的电容的值是否应增加，减少或保持不变，以保持相同的的纹波电压？
解释你的答案。
4。
将如何增加输入信号源的频率影响的纹波电压，假设所有的组件保持不变呢？
项目二：
运算放大器模拟的运用
目的：
通过该项目将展示一些求和电路和带通滤波器电路的运算放大器的模拟应用。
组件：
741运算放大器
简介：
图2-1展示了一个反相加法电路。
该电路可用于对单个具有可变增益的输入信号求和。
在运算放大器的反相输入端的虚地点保持相互独立的输入信号。
这种独立使每一个输入与不同的增益相加成为可能。
如图2-2所示的带通滤波器是由一个运算放大器，电阻器和电容器组成。
由于运算放大器可以提高过滤器的增益，过滤器被列为有源滤波器。
此带通滤波器电路是非常有用的，因为中心频率可以通过不同的电阻，而不是改变电容值的改变而改变。
中心频率为：
，中心频率是可以改变的，通过改变可变电阻器R3。
增加R3降低中心频率，减少R3则中心频率增加。
带宽为：
请注意，带宽与可变电阻R3是独立的，所以可以在不改变带宽的条件下改变中心频率。
在带通滤波器的中心频率处的增益为
图2-1
图2-2：
带通滤波器
设计：
1。
找到如图2-1的反向加法电路的输出和输入之间的关系。
2。
设计一个带通滤波器：
中心频率2.0kHz，带宽200Hz。
让中心频率处的电压增益为20。
利用PSPICE检查你的设计。
使用±15V电源供应运算放大器，使用RL=2.4kΩ。
实验过程：
1。
构造如图2-1的求和放大器。
设计传递函数Vo=-2Vin1-Vin2。
使用±15V电源供应运算放大器。
使用RL=2.4kΩ。
2。
让Vin1为峰值1V，1kHz的正弦波，Vin2等于5V直流。
通过示波器上的输出波形验证放大器的工作。
3。
按图2-2构造带通滤波器。
使用电阻和电容的设计值。
使用±15V电源供应运算放大器。
使用RL=2.4kΩ。
4。
记录并绘制频率响应（您可能需要使用计算机控制的扫描和数据采集）。
找出中心频率，角频率，带宽和中心频率的电压增益以验证规格已达到。
5。
更改R3以降低中心频率从2.0kHz到1.0kHz。
在新的中心频率下重复第4步。
验证新的中心频率为1.0kHz。
新的带宽是多少？
新的中心频率的电压增益是多少？
与步骤4的测量结果进行比较。
问题：
1。
加法电路是否可以由同相端输入，并产生相同的没有倒置的响应？
解释。
2。
使用一个运算放大器产生的带通滤波器与使用一个RLC电路产生的带通滤波器相比有什么优点？
项目三：
使用运算放大器的模拟计算机应用
目的：
该项目将重点使用运算放大器进行积分与微分的数学运算。
一个简单解决微分方程的电路设计（模拟计算机）也将被列入。
组件：
741运算放大器
简介：
图3-1和3-2说明了两个运算放大器的电路设计，分别进行分化和整合。
执行运算的“实时”，可以帮助观察初始瞬态和稳态响应。
电路的分析是基于假设“理想”的运算放大器，并在时域进行的。
两个电路中的电阻R1用来帮助稳定电路和一般的保护电路。
名义上R1值等于反馈电阻（图3-1）或输入电阻（图3-2）。
可选电阻的目的是留给学生研究结合总结问题。
微分和积分电路可结合“标准”反相和非反相运放电路提供模拟计算机的基石。
由此产生的模拟计算机电路设计解决在实时环境下差分和（或）积分/微分方程。
能够轻松和变化，初始条件和强制功能是模拟计算机的额外的好处。
如图3-3所示的电路被设计解决二阶微分方程ky”-y=0初始条件:
y（0）=-VX和K=R1R2C1C2。
初始条件是“设定”通过使用瞬时接触开关以强制在t=0（开关关闭时）输出等于施加的电压。
在数字计算机和数字信号处理的重大进展，虽然减少了这三个电路的使用，他们仍然是一个快速和相对便宜的的方法，用于可以用微分方程表示的过程控制和稳定/经营分析系统。
图3-1：
微分电路
图3-2：
积分电路
图3-3：
模拟计算机（二阶线性齐次方程）
设计：
1。
推导有关在图3-1和3-2所示电路的输入和输出信号的表达。
2。
设计一个模拟计算机，以解决
初始条件：
Y（0）=2。
求解f（t）=0时的微分方程，并利用PSpice验证你的结果。
实验过程：
1。
构造如图3-1所示的电路。
使用±15V电源供应运算放大器，选用负载电阻约为2.4kΩ。
2。
验证电路的操作，使用一个峰值为500mV，50Hz的正弦波作为输入信号。
确保设计的“增益”使输出不饱和。
3。
改变正弦波频率为500Hz，重复第2步。
电路是否仍然正常运作？
需要什么样的变化，以防止输出饱和？
4。
重复步骤2和3，但使用一个三角波，然后使用一个与步骤2和3具有相同的大小和频率的方波。
5。
构造如图3-2所示的电路。
同样，使用±15V电源的运算放大器和约为2.4kΩ的负载电阻。
6。
用此电路重复步骤2到步骤4。
根据需要调整你的“增益”，保持输出信号在饱和极限≈±12V内。
7。
构建电路设计，以求解涉及中第2步的微分方程。
使用三种不同的输入波（正弦波，三角波，方波）验证设计的运作。
确定至少三种不同的频率的操作：
10Hz，1kHz和100kHz。
解释该电路运作中产生的差异。
初始条件对结果有什么影响？
问题：
1。
你如何利用微分获得一个运算放大器的压摆率（单位时间的电压的升高）的估计？
2。
你为什么要在积分电路中包含一个电容与电阻的并联？
3。
在微分电路中与输入电容串联的电阻的目的是什么？
4。
是否可以设计一个电路执行微分和积分的功能，使用非反相输入？
解释你的答案。
项目四：
共发射极放大器
目的：
该项目将显示BJT的等效电路模型中怎样测量和使用h参数。
一个CE小信号放大器的偏置和设计规范对低和高的频率响应和调整。
一系列的串联反馈也将被用来控制CE放大器的带宽和输入阻抗。
组件：
2N2222BJT
简介：
为了对晶体管电路加以分析，晶体管的终端行为必须具有模型的特点。
经常使用的两个模型为混合π型和h-参数模型。
完整的混合π型电路BJT的模型如图4-1所示。
该模型包括的BJT内部电容和输出电阻。
内部晶体管电容使混合π模型在整个晶体管的整个频率范围内有效。
典型的数据表值的Cπ和Cμ分别是13pF和8pF的。
这些值是如此之小可能被视为中频频率电路开路。
电阻Rx通常在几十欧姆，可视为短路，而Rμ和Ro通常非常大，可视为开路。
图4-1
图4-2
H-参数为BJT的小信号模型的特点是由4个H-参数表现，如图4-2所示。
与混合π模式不同，H-参数模型通常不包括频率相关的影响和元件，因此一般只适用于中频频率及以下。
然而，H-参数模型是非常有用的，因为对于一个BJT，h-参数可以很容易地被测量。
hre值通常是在10-4，并可以被认为是短路。
hoe值通常是10-5S使1/hoe有效地让大多数电路配置和偏置开路。
同样的假设，混合π型和H-参数模型在中频频率是等价的。
一个晶体管作为放大器，它必须有一个稳定的偏置。
要使晶体管偏置，在集电极和发射极之间必须建立恒定的直流电流。
此电流应尽可能对温度和β（或hfe）的变化不敏感。
温度每上升1°C基极-发射极电压下降约2mV，因此，重要的是稳定的VBE，以确保晶体管不会过热。
图4-3
在图4-3所示的电路是最经常使用晶体管电路的偏置方案。
这个电路中，基极电压被提供的是电源电压VCC通过分压器RB1，RB2的部分。
为了便于电路分析，戴维南等效电路如图4-4所示，可以取代分压器网络。
为了确保发射极电流对β和VBE的变化不敏感，VBB应该远大于VBE，RBB应远小于βRE。
RBB通常是βRE的20-30％。
RE两端的电压也通常是2-3V以稳定β。
此相同的偏置方案可用于所有的3个BJT放大器配置（CB，CC，CE）。
图4-4
图4-5
BJT的CE放大器，如图4-5所示。
信号源和电阻负载是电容耦合放大器。
耦合电容C1和C2，发射极旁路电容CE，和内部晶体管电容的塑造了放大器的频率响应。
一个典型的放大器的频率响应曲线如图4-6所示。
图4-6
低半功率角频率FL是由输入和输出耦合电容和发射极旁路电容控制。
高半功率角频率FH是由内部晶体管电容和任何单独的负载电容控制。
带宽是高低角频率（FH-FL）之间的差。
随着信号频率下降到低于中频，耦合电容C1，C2和发射极旁路电容CE的阻抗增加。
耦合电容降低更多的信号电压，发射极旁路电容开始打开，并导致增加了一系列串联反馈，造成增益减少。
一个将C1，C2和CE与低截止频率联系的方法是短路时间常数法。
时间常数的方法是有利的，因为它提供了一个截止频率的近似值，而不是完全找到所有电路的极点和零点。
时间常数的方法也有助于说明电容器在决定角落频率中占主导地位。
短路时间常数法涉及FL和电路电容：
其中FL是半功率低频率，nc是电路中的耦合和旁路电容的数量，Ci是电容的值，表示第i个电容，单位是法拉。
Ris是面临的移除第i个电容的电阻并且所有其他的耦合电容和旁路电容短路，输入信号降低到零。
对每个耦合电容和电路的旁路电容重复此电阻计算。
对于中频以上的频率晶体管内部电容值开始在皮法（pF）的范围降低放大器的增益。
联系内部晶体管电容Cπ和Cm高截止频率的一种方法，是开路时间常数法。
这种方法涉及FH和内部晶体管电容：
FH是高半功率频率，nc是内部晶体管电路中电容的数目，Ci表示第i个电容，单位是法拉，。
Rio是面临第i删除电容的电阻和晶体管开路取代所有内部电容和输入信号降低到零。
重复此电阻计算每个内部晶体管电路中的电容。
当CE放大器的发射极电阻是非旁路的，与输出信号电流相同，输入电流信号通过非旁路发射极电阻。
此非旁路电阻在CE放大器发射极产生串联反馈。
反馈电阻为RE。
放大器的反馈用来控制输入和输出阻抗，扩展带宽，提高信-噪比，并减少参数的敏感性。
这些反馈的性能都会降低放大器的增益。
设计：
共发射极放大器设计与RE[RE1+RE2]完全绕过以下规格：
1。
使用2N2222晶体管和一个12伏直流电源
2。
中频增益Vo/Vs≥50
3。
低截止频率FL在100赫兹和200赫兹之间
4。
输入阻抗≥1kΩ
5。
Vo对称摆动≥2.0伏峰值（4VP-P）
6。
负载电阻RL=1.5kΩ
7。
源电阻RS=50Ω（这是除了函数发生器的内部电阻）
实验步骤：
（步骤1和2可以省略，如果之前完成本实验期间，并使用相同BJT）
1。
从数字曲线跟踪仪，发现在设计的CE放大器Q点处的βDC和βAC值。
记住βDC=IC/IB和βAC=∆IC/∆IB。
如何比较两个β值？
2。
确定从数字曲线示踪仪的hoe和hie的值。
晶体管的放大区IC-VCE曲线的斜率是hoe,IB-VBE曲线上IBQ点的切线斜率是1/hie。
3。
构造图4-5CE放大器。
记住RS是安装在函数发生器内部的50Ω电阻。
注意：
（RE1+RE2）应该等于RE的设计值且RE1≈RE2。
验证规格已满足测量Q点，中频电压增益和峰值对称的输出电压摆幅。
请注意任何输出信号的失真。
4。
观察RL改变为150Ω，15kΩ时负载的响应。
请注意输出信号的任何变化并说明负载的影响。
5。
使用计算机控制，记录和绘制频率响应。
查找角频率和带宽，验证规格已达到。
6。
测量从电源所看入的输入阻抗和从负载看出的输出阻抗。
确认输入阻抗规格已经得到满足。
7。
现在调整旁路电容CE，使RE1未被旁路（这是一个系列串联反馈配置）。
测量Q点和中频电压增益。
请注意任何输出信号失真。
8。
重复步骤4-6。
9。
移除旁路电容CE。
测量Q点和中频电压增益。
请注意任何的输出信号失真。
10。
重复步骤4-6。
问题：
1。
将实验过程3--10测量值与预测值（如使用的PSPICE获得的理论预测）进行比较。
请注意如何提高反馈影响的增益，带宽，输入和输出阻抗。
2。
你能想到一种方式用一个等于RE的电位器来改变反馈量（增益）的值，而不会影响Q点吗？
3。
如何使用外部元件减少FH？
4。
为什么实验室中测得的FH的值通常不等于（低于）利用PSPICE或手工计算的FH值？
项目五：
共集电极放大器
目的：
此项目将显示共集电极放大器的偏置，增益，频率响应，阻抗特性。
组件：
2N2222晶体管
简介：
共集电极放大器，如图5-1所示。
是最有用的小信号放大器结构之一。
共发射极放大器的相同的偏置方案和频率响应逼近技术，也可用于共集电极放大器。
唯一的变化是需要在偏置，发射极电阻RE的电压通常更大以允许更大的输出电压幅度。
共集电极配置中通常也省略集电极电阻。
共集电极放大器的主要特点是高输入阻抗，低输出阻抗，电压增益小于一和高电流增益。
该放大器常作为缓冲器或隔离放大器，以高阻抗源连接低阻抗负载而无信号损失。
放大器的从信号源看到的负载是放大器的输入阻抗。
由于高输入阻抗，CC放大器对电源的负载很小。
因此，在很大程度上是作为孤立信号源或其余部分的缓冲电路。
CC放大器最大的电流增益是β+1。
高电流增益使CC放大器增加信号功率。
这些功率和电流增益使CC放大器作为输出级驱动多个设备或低阻抗负载成为现实选择。
设计：
共集电极放大器设计，其规格如下：
1。
使用2N2222BJT和一个12伏直流电源
2。
中频增益V0/VS≥0.5
3。
低截止频率FL在100赫兹和200赫兹之间。
4。
输入阻抗≥10kΩ
5。
VO峰值≥3.0伏（6VP-P）
6。
负载电阻RL=200Ω。
7。
电源电阻RS=50Ω（这是除了函数发生器的内阻之外的电阻）
实验过程：
1。
构造如图5-1的CC放大器。
记住RS安装在函数发生器内部的50Ω电阻之外。
通过测量Q点和中频电压增益验证放大器的工作。
在示波器上观察输出以确保波形未被截掉一块。
请注意任何输出信号失真。
2。
调整输入信号电平,以获得一个3.0伏峰值的输出电压摆幅。
3。
确定中频电流增益IL/IS（观察通过RS的电流确定IS）。
总功率增益是多少？
4。
观察RL改变为≈50Ω和≈750Ω的负载响应。
请注意在输出信号中的任何变化并解释负载的影响。
5。
使用计算机控制，记录和绘制频率响应。
查找角频率和带宽，以验证规格已达到。
6。
测量输入阻抗（利用通过RS的电流和RS晶体管端一侧的节点电压）和输出阻抗（利用开路电压以及通过RL的电流和电压）。
确认输入阻抗规格已经得到满足。
问题：
1。
你怎样得到从输入信号源到放大器电路的最大功率传输？
你的答案中负载电阻是其中的一个影响因素吗？
2。
负载电阻取什么值得到最大电压增益？
多大的负载电阻能使最大功率传输到负载电阻？
3。
将实验步骤3中的电流增益结果与最大增益β+1比较。
解释其中的误差。
4。
将实验过程1--6的测量与理论预测（如使用PSPICE获得的结果）比较。
请注意，您必须调整电路元件，以确定输出阻抗。
5。
还有什么其他方法可以用来测量R0？
项目六：
电流源偏置的共发射极，共集电极放大器
目的：
该项目将聚焦BJT电流镜像电路的作用：
为共射和共集放大器（两种基本的BJT放大器）提供直流偏置。
审查每个放大器的类型（CE和CC）的设计，以使用电流偏置实现特定的设计目标。
频率响应和反馈调节也将被审查。
组件：
2N2222BJT
简介：
分立和集成放大器的设计之间的主要区别是电阻的使用。
这种设计方法的变化是基于两个主要因素。
首先，电阻需要大量的半导体面积，尤其是与有源器件相比。
因此使用的有源器件代替电阻是可取的。
第二个因素涉及在集成电路中获得特定的电阻值的能力。
虽然非常精确的电阻比率可以获得，但加工，制造，和材料参数结合起来，使准确的（≈1％的误差）的个体电阻值，得到是非常困难和昂贵的。
这两个问题导致直流偏置为模拟放大器和数字电路设计的变化。
此项目将研究使用BJT电流镜（正如项目八所讨论的）为共射和共集放大器提供直流偏置。
实际的交流放大器的分析和设计对于分立和集成电路的偏置网络的相关变动来说是相同的。
学生们会在项目九和十进行两个放大器的AC分析的详细讨论。
本项目的重点是讨论电流偏置的变化。
图6-1显示了在发射分支具有偏置电流源的共射放大器。
集电极电流与偏置电流大致相等
，并且与β基本上是独立的。
这消除了尝试采用基极电阻与发射极电阻结合以提供β稳定的偏置电路的需要。
然后设计者可调整RB，以提高输入阻抗，而无需担心RE与基极偏置网络之间的关系。
该电路的小信号增益是：
它展示了RB可以如何被调整，以提高信号源到放大器的耦合，从而提高总电压增益。
请注意，增益方程中是有效的信号源电阻RS+50Ω。
通过放置电阻（RE）与电流源旁路电容（CE）串联，仍然可以提供反馈。
一个电流源偏置的共集放大器如图6-2所示。
该偏置电流再次被包括在发射极支路。
集电极电流和RB可以被有效地调整独立于特定的晶体管β，以满足设计输入，输出和增益的规格。
请注意，通过使用电流偏置，RE也被从电路中消除了。
与共发射极放大器一样，共集放大器的电压增益受RB的值影响很大。
该电路的小信号增益公式：
当
时，对大范围负载的增益接近理论极限1。
电流源阻抗和晶体管的输出阻抗分别由r01和r02在上面的方程中表示，R´S代表电流源有效电阻RS+50Ω。
图6-1：
电流源偏置的共发射极放大电路
图6-2：
电流源偏置的共集放大电路
设计：
1。
设计一个共发射极放大器，如图6-1所示，其规格如下：
A.使用一个2N2222BJT和一个12V直流电源
B.中频增益VO/VS≥50
C.低截止频率FL在100Hz到200Hz之间
D.输入阻抗≥5kΩ
E.VO对称幅度≥2.0伏峰值（4VP-P）
F.负载电阻RL=1.5kΩ
G.源电阻RS=50（这是在除了函数发生器内部电阻之外的电阻）
H.维德拉电流镜像偏置电流规格。
你可以假设你有一个±12V的电源。
2如图6-1所示，把RE与CE串联，为在第1步中设计的CE放大器提供反馈。
新的电压增益应为5，而所有其他规格保持不变。
3。
设计共集电极放大器，如图6-2所示，其规格如下：
A.使用一个2N2222BJT和一个12V直流电源
B.中频增益VO/VS≥0.7
C.低截止频率FL在100Hz到200Hz之间
D.输入阻抗≥10kΩ
E.VO对称摆幅≥3.0伏峰值（6VP-P）
F.负载电阻RL=250Ω
G.源电阻RS=50Ω（这是除了函数发生器的内部电阻之外的电阻）
H.维德拉电流镜像偏置电流规格。
你可以假设你有一个±12V电源。
实验步骤：
（步骤1和2可以被省略，如果之前完成本实验的期间，并使用相同的双极型晶体管）
1从数字曲线追踪仪上找出CE放大器在设计的Q点处的βDC和βAC值。
记住βDC=IC/IB和βAC=∆IC/∆IB。
这两个β值如何比较？
2。
从数字曲线追踪仪确定hoe和hie。
晶体管的有源区中的IC--VCE曲线的斜率是hoe。
在曲线示踪通过寻找在二极管上基极-发射极交点的曲线查找hie。
IB-VBE曲线在IBQ点的切线斜率是1/hie
3。
构建如图6-1的在设计部分的步骤1中所设计的CE放大器。
记住RS被安装在除了函数发生器内部50Ω电阻的电阻。
通过测量Q点（IC和VCE），中频电压增益和峰值对称的输出电压摆幅以验证设计规范已经达到。
注意的输出信号中的任何失真。
4。
改变RL为150Ω，然后15kΩ，观察负载响应。
注意任何变化的输出信号，并解释负载的影响。
5。
使用计算机控制，记录和绘制频率响应。
查找角频率和带宽，来验证设计规格已满足。
6。
测量输入阻抗（通过RS的电流和RS晶体管侧的节点电压）和从负载电阻看到的输出阻抗（利用开路电压和跨RL=1.5kΩ的电压和通过的电流。
以验证的输入阻抗规格已经达到。
7。
现在插入设计第2步中确定的RE，与旁路电容器CE串联，以形成一系列串联反馈配置。
测量Q点和中频电压增益。
注意的输出信号中的任何失真。
8。
重复步骤4-6。
9。
构建设计部分的第3步中的所设计的CC放大器，如图6-2所示。
记住RS是除了函数发生器内部50Ω电
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