1000W全桥型开关稳压电源设计课程设计.docx
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1000W全桥型开关稳压电源设计课程设计
辽宁工业大学
电力电子技术课程设计（论文）
题目：
1000W全桥型开关稳压电源设计
课程设计（论文）任务及评语
院（系）：
电气工程学院教研室：
电气
学号
学生姓名
专业班级
课程设计（论文）题目
1000W全桥型开关稳压电源设计
课程设计（论文）任务
课题完成的设计任务及功能、要求、技术参数
实现功能
为通信电子设备提供48V稳压范围宽、大功率直流电源，以取代低效率的线性稳压电源。
设计任务
1、方案的经济技术论证。
2、整流电路设计。
3、逆变电路设计。
4、通过计算选择器件的具体型号。
5、驱动电路设计或选择。
6、绘制相关电路图。
7、完成设计说明书。
要求
1、1、文字在4000字左右。
2、2、文中的理论分析与计算要正确。
3、3、文中的图表工整、规范。
4、元器件的选择符合要求。
技术参数
1、输入电压单相170~260V。
2、输入交流电频率45~65HZ。
3、输出直流电压48V恒定。
4、输出直流电流20A。
。
5最大功率：
1000W。
6、稳压精度：
＜直流输出电压整定值的1％
进度计划
第1天：
集中学习；第2天：
收集资料；第3天：
方案论证；第4天：
输入整流滤波电路设计；第5天：
逆变电路设计；第6天：
确定高频变压器变比及容量；第7天：
输出整流滤波电路设计；第8天：
控制电路设计；第9天：
总结并撰写说明书；第10天：
答辩
指导教师评语及成绩
平时：
论文质量：
答辩：
总成绩：
指导教师签字：
年月日
注：
成绩：
平时20%论文质量60%答辩20%以百分制计算
摘要
本实验设计了一台输出电压为48V稳压范围宽、大功率的全桥型开关稳压电源,并给出了实验波形。
在实验中主要运用了软开关PWM技术，给出了高频变压器、PWM控制及移相控制全桥零电压开关-脉宽调制变换电路的详细设计方法。
开关电源采用功率半导体器件作为开关器件,通过周期性间断工作,控制开关器件的占空比来调整输出电压。
本设计中采用220v的交流输入电压,反激式电源采用在100w以下的电路,而本电源设计最大功率达到1000w,输出地额定电流为20A左右，设计采用了AC-DC-AC-DC变换方案。
一次整流后的直流电压,经过有源功率因数校正环节以提高系统的功率因数,再经全桥变换电路逆变后,由高频变压器隔离降压,最后整流输出直流电压。
在设计中,首先画出主电路图,主电路图由整流电路、全桥电路组成。
全桥电路的开关元件使用的是MOSFET。
并说明其工作原理,再通过基本计算,选择触发电路和保护电路的结构以及晶闸管的型号和变压器的变比及容量,完成本设计的任务。
关键词:
开关电源；PWM技术；移相控制；高频变压器
第1章绪论
1.1电力电子技术概况
电力电子技术这一名称是在20世纪60年代出现的。
电力电子技术,顾名思义,就是应用于店里领域的电子技术。
电子技术包括信息电子技术和电力电子技术两大分支。
电力电子技术就是使用电力电子器件对电能进行变换和控制的技术,店里变化通常可分为四大类,即交流变直流（AC-DC）、直流变交流（DC-AC）、直流变直流（DC-DC）、交流变交流（AC-AC）。
在我国的学科分类中,电气工程是一个一级学科,它包含五个二级学科,即电力系统及其自动化、电机与电器、高压电与绝缘技术、电力电子与电力传动、电工理论与新技术。
电力电子器件的发展对电力电子技术额发展起着决定性的作用,因此电力电子技术的发展史是以电力电子器件的发展史为纲领的。
电力电子技术的应用非常广泛。
它不仅用于一般工业,也广泛应用于交通运输、电力系统、通信系统、计数机系统,新能源系统等………
1.2本文研究内容
开关稳压电源（以下简称开关电源）问世后,在很多领域逐步取代了线性稳压电源和晶闸管相控电源。
随着脉宽调制（PWM）技术的发展,PWM开关电源问世,它的特点是用20kHz的载波进行脉冲宽度调制,电源的效率可达65%~70%,而线性电源的效率只有30%~40%。
因此,用PWM开关电源替代线性电源,可大幅度节约能源,此外,对开关电源提出了小型轻量要求，还要求开关电源效率要更高,性能更好,可靠性更高等。
本实验由主电路，控制电路，保护电路组成。
在设计中运用了电压驱动全控器件MOSFET来设计主电路，它具有驱动电路简单，驱动功率小，开关速度快，开关频率高等优点。
并配以整流电路和逆变电路，改变开关的占空比，就可以输出电压的平均值，我们知道当S1导通时，输出整流二极管D1导通；反之，S2导通时，二极管D2导通。
当S1，S2都关断且电感电流连续时，D1，D2同时导通续流，开关元件断态时承受的峰值电压是全桥电路不容易发生变压器的偏磁和直流饱和现象。
第2章1000W全桥型开关稳压电源设计
2.1全桥开关稳压电源总体设计方案
由于开关稳压电源的调整工作于开关状态，导通时管压降很小-截止电流几乎为零，因此工作时管耗很小使开关电源的效率很高，通常在80%左右，而线性电源一般效率低于50%。
由于开关电源的开关元件的工作频率很高，因此电路中所使用的都是高频变压器，其体积重量都很小，而且大多数开关电源都省去工频电压器由电网功率直接滤波，所以开关电源比同功率的线性电源体积重量都小的多。
由于开关电源的输出电压是由脉冲波形的占空比调节的，受输入电压幅度的影响较小，所以它的稳定范围很宽，对电网电压要求较低，一般电网电压从140V—260V开关电源均可工作而线性电源一般允许电网电压波动正负10%，另电网电压频率变化4%时开关电源仍可工作。
传统的全桥变换电路开关元件在电压很高或电流很大的条件下，在门极的控制下开通或关断，开关过程中电压、电流均不为零，出现重叠，导致了开关损耗。
开关损耗随开关频率增加而急剧上升，使电路效率下降，阻碍了开关频率的提高，为了实现开关变换器的高频化需要着重解决的问题是实现零电压开关，以减小开关损耗，尽可能减小开关浪涌，为此先后出现了谐振变换器，但是谐振变换器是通过频率调制的，为了在输入电压和负载变化范围内调节输出电压，必须要求很宽的开关频率范围，这就使得滤波器的优化设计十分困难，使磁性元件的利用率减小，因此高频开关变换器主要发展途径是谐振型和PWM技术的结合，即软开关PWM技术。
利用谐振的形式使开关过程“软化”，完成开关过渡之后，变换器按PWM型式运行，使环路能量比谐振变换器小得多，而开关损耗降低了，所以它是一种性能优良的软开关变换器，移相式零电压软开关电路就是其中一种。
在移相控制技术的基础上，利用功率管的输出电容和输出变压器的漏电感作为谐振元件，使全桥变换器四个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关。
由于减少了开关过程损耗，变换效率可达80%-90%，并且不会发生开关应力过大。
控制方式是指变换器控制电路通过何种途径控制主电路实现自动控制目的，达到自动稳压或稳流的要求。
传统的PWM型电子开关开通和关断开关上同时存在电压、电流，损耗比较大，零电压开关-脉宽调制变换器（ZVS-PWM）是电子开关在两端电压为零时导通电流为零时关断，开通、关断损耗理想值为零。
在此选用典型的UC3875构成的移相控制零电压开关-脉宽调制变换电路。
2.2具体电路设计
2.2.1全桥稳压电路流程结构图
整流
高频
逆变
变压器
高频
整流
滤波器
脉动
直流
高频
交流
高频
交流
直
流
工频
交流
直
流
如图2.2.1所示：
图2.2.1全桥稳压电路总体结构图
电流经过整流后变成直流,在经过高频逆变到交流,在经过高频整流到直流,最后经过滤波得到所要的直流。
2.2.2开关稳压电源基本框图
如图2.2.2所示：
图2.2.2开关稳压电源基本框图
电路首先经过滤波电路变成含有一定脉动成分的直流电压，然后进入高频电路。
高频变换部分的核心是一个高频功率元件，它将脉动直流电压斩波成高频方波，然后再将这个方波经过整流滤波得到所需的直流电压。
通常这里采用一个脉冲宽度调制电路，通过由给定的基准电压与输出直流电压采样信号比较进而控制脉宽调制来控制高频开关元件的开关时间比。
2.2.3整流电路设计
如图2.2.3所示：
图2.2.3全桥型整流电路
2.2.4逆变电路设计
如图2.2.4所示：
图2.2.4全桥逆变电路
如图2.3,采用电压型逆变电路,它有四个桥,可以看成由两个半桥电路组合而成。
把桥臂1和4作为一对,2和3作为另一对,成对的两个桥臂同时导通,两队交替各导通180度。
其特点:
直流侧为电压源,或并联有大电容。
交流侧输出电压波形为方波,逆变桥各臂都并联了反馈二极管。
2.2.5移相式零电压软开关变换器
如图2.2.5所示：
图2.2.5移相式零电压软开关变换器电路图
移相式零电压软开关管变换器中每只开关管具有相同宽度的驱动脉冲，通过移相错位控制有源时间，从而达到稳定输出电压的目的。
当一个开关管关断时，变压器的初级电流给关断的开关管的并联电容充电，同时使同一桥臂即将开通的开关管的并联电容放电，当关断的开关管并联电容充到电源电压时，即将开通的开关管反并联二极管自然导通，这时开通开关管，则该管就是零电压开通。
而开关管在关断时，由于它有并联电容，这样开关管是零电压关断，因此在这种移相式控制方式下，开关管是在零电压下开关的。
2.2.6控制系统与驱动电路
UC3875构成的软开关电源移相控制电路：
UC3875是美国UNITRODE公司针对移相控制方案推出的专用芯片。
UC3875可对全桥开关的相位进行相位移动，实现定频脉宽调制控制。
1脚输出+5V基准电压，可作为内部或外部电路的其他元件的电源。
2脚作为电压反馈控制端，当引输出信号高到一定值时，由内部RS触发器及门电路作用使C输出与A输出反相，即A、C输出信号移相180度；同样，当引脚2输出信号低于1V时，通过内部RS触发器及门电路作用使C输出与A输出同相，即A、C输出信号移相0度。
可见通过控制引脚2端的输出可以控制A、C间相位在0~180度之间变化。
B、D的工作原理与A、C相似。
3脚作为误差放大器的反相输入端，通常利用分压电阻检测输出电源电压。
4脚作为误差放大器的同相输入端，和1脚基准电压相连，检测3脚的输出电源电压。
5脚作为电流检测端，其基准设置为内部固定2.5V（由分压），当电压超过2.5V时输出即被关断，软起动6脚复位，即可实现过流保护。
7脚和15脚作为输出延迟控制端，通过设置该脚对地之间的电流来设置死区，加在同一桥臂两管驱动脉冲之间，以实现零电压开通时的瞬态时间。
8、9、13、14脚作为输出端，可驱动MOSFET和变压器。
10脚作为电源电压端，为输出级提供所需电源。
11脚作为芯片供电电源，为芯片内部数字、模拟电路部分提供电源，内部有欠压锁定电路，其开启阈值为10.75V，关闭阈值为9.25V。
开启和关闭之间有1.5V的回差，可有效防止电路在阈值电压附近工作时的跳动。
16脚作为频率设置端，需外接电阻和电容来设置振荡频率。
17脚作为输出时，提供时钟信号；作为输入，提供同步点。
18脚作为陡度端，需外接一个电阻以产生斜波。
19脚作为斜波端，需外接电容到地。
20脚作为信号地，是所有电压的参考基准。
1000W全桥软开关电源移相IC控制系统实际外围电路图
UC3875的核心是相位调制器，其13脚B输出信号与14脚A输出信号反相，9脚C输出信号与8脚D输出信号反相，这四个驱动信号经扩流后由驱动变压器去驱动～MOS管。
相位控制的特点体现在UC3875的四个输出端具有相同的驱动脉冲分别驱动A／B、C／D两个半桥，通过移相错位控制有源时间，使全桥的四个开关轮流导通。
每个输出级导通前都有一个死区，而且可以调整死区时间。
在该死区时间内确保下一个功率开关器件的输出电容放电完毕，为即将导通的开关器件提供电压开通条件。
因此，每对输出级（A/B，C/D）的谐振开关作用时间，可以单独控制。
在全桥变换拓扑模式下，移相控制的优点得到最充分的体现。
UC3875在电压模式和电流模式下均可工作，并具有过电流关断以实现故障的快速保护。
1000W全桥软开关电源的驱动电路
2.3高频变压器变比及容量
当1000W全桥软开关电源采用PQ50/50芯片时先给出主功率变压器原边绕组的圈数计算公式和计算过程。
考虑到UC3875的最佳工作频率,又因为采用了高频开关特性良好的MOSFET功率管,所以选取开关频率为100KHZ。
（如图2.6）首先根据功率容量Ap乘积公式来进行估算。
为了多留些余地,可再减小主功率变压器的最大工作磁通密度Bm=1000GS,由计算式得到:
当最大磁通密度选用1500GS时,功率容量降低到3.7。
若开关频率降低到50KHZ,则功率容量乘机增大一倍约11.12,余量就小了。
PQ50/50铁氧体磁芯的有效中心柱截面积为Ae=3.1416cm2它的磁芯窗口面积为Aq=4.18cm2,因此PQ50/50的功率容量乘积为:
Ap=Ae*Aq=3.1416*418=13.2
可见,在开关频率为100KHZ时,采用PQ50/50铁氧体磁芯做1000W主功率变压器,它的功率容量是合理的。
再来计算原边绕组的匝数值:
计算方法之一
取原边绕组匝数28匝。
当最大磁通密度选用1500GS时,则Np=18匝,根据经验判断,这个原边匝数取值过小了。
计算方法之二
取原边绕组匝数28匝,结果与上式相同。
计算副边绕组匝数,计算式:
Vop是副边整流滤波输出电压的副值,它由三项数值相加之和:
一是考虑脉动值V=5V*15*10%=15+1.5=6.5二是整流器二极管的正向压降,Vd=1.2V直流压降。
三是滤波电感的直流压降假设为VL=0.2v。
IC控制系统时一般都加上外围分立元件驱动电路,增大驱动电流功率,减小IC功率的温升提高电源整机的可靠性。
1000W全桥软开关电源的主功率变换器与输出整流滤波电路
1000W全桥软开关电源变换器的电网输入整流滤波电路与辅助电源电路
2.4MATLAB仿真
图2.10全桥整流电路仿真电路图
2.5波形图及其分析
当延迟角α=30°时，波形图如下所示：
α=30°单相桥式全控整流电路（电阻性负载）波形图
当延迟角α=90°时，波形图如下所示：
α=90°单相桥式全控整流电路（电阻性负载）波形图
工作原理分析：
第一阶段（0~WT）:
这阶段U2在正半周期,a点电位高于b点电位晶闸管VT1和VT2方向串联后与U2连接,VT1承受U2/2,VT2承受U2/2的反向电压同样VT3和VT4反向串联后与U2连接,VT3承受U2/2的正向电压,VT4承受U2/2的反向电压。
虽然VT1和VT3受正向电压,但是尚未触发导通,负载没有电流通过。
第2阶段（WT~3.14）:
在WT1时同时触发VTI和VT3,由于其受正向电压而导通,电流由aVT1RVT3b点形成回路。
在这段区间里,ud=u2,id=ivt3=ud/R.由于VT1和VT3导通,忽略管压降,UVT1=UVT2=0。
第3阶段（3.14~WT2）:
从WT=3.14开始U2进入了负半周期,b点电位高于a点电位,VTI和VT3由于受反向电压而关断,这是所有VT都不导通各晶闸管承受U2/2的电压,但VT1和VT3承受的是反向电压,负载没有电流过,ud=0,id=i2=0。
第4阶段（WT2~3.14）:
在WT2时,U2电压为负,VT2和VT4受正向电压,触发VT2和VT4导通,有电流经过bVT2RVT4a点,在这段时间里,ud=u2,id=ivt2=ivt4=i2=ud/R。
由于VT2和VT4导通,VT2和VT4承受U2的负半周期电压,至此一个周期电压,至此一个周期工作完毕,下一个周期,重复上述过程单相桥式整流两次脉冲间隔180度。
第3章课程设计总结
课设结束了从中我收获了很多,基本达到了课程设计的目的。
首先我对课本的相关的知识点重新的复习了一遍,而且是带着问题来看的所以效果非常好,将老师以前在课堂讲的东西有了一个更深的认识,对以前似懂非懂的东西弄懂了,并且能更深体会哪个部分是实践中更需要的哪个部分是理论的可以作到心中有数。
其次在我做课设的过程中也翻阅了许多相关的书籍使我的眼界有了很大的拓宽,犹如小鱼游入大海,此刻也更感到自己的渺小无知。
还有就是我对计算机软件的应用也更为熟练,这是个以外的收获。
通过这次电力电子技术设计,让我们有机会将课堂上所学的理论知识运用到实际中,并通过对知识的综合运用,进行必要的分析、比较。
从而进一步验证了所学的理论知识。
同时,这次课程设计,还让我知道了最重要的是心态、耐心还有细心,在刚开始会觉得困难,但是只要充满信心,就肯定会完成的。
我加深了对课本专业知识的理解,平常都是理论知识的学习,在此次课程设计过程中,我更进一步地熟悉了单相交流调压电路的原理和触发电路的设计。
当然,在这个过程中我也遇到了困难,查阅资料,相互通过讨论。
我准确地找出了我们的错误并纠正了错误,这更是我们的收获,不但使我们进一步提高了我们的实践能力,也让我们在以后的工作学习有了更大的信心。
通过这次课程设计使我懂得了只有理论知识是远远不够的,只有把所学的理论知识与实践相结合,从实践中得出结论,从而提高了自己的实际动手能力和独立思考的能力。
在设计中遇到了不少困难,但也让我学到了一些课本上没有的知识,进一步的提高了我的能力。
让我收获最大的是我发现了自己对以前的知识理解的不够深刻,掌握得不够牢固,通过这次,我把以前所学的知识重新温故,巩固了所学知识,让我受益菲。
最后
感谢在此次课设中给与我大力支持和帮助的老师和同学。
参考文献
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