DC-DC开关稳压电源设计-电力电子课程设计.doc

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电力电子课程设计报告

DC-DC开关稳压电源设计

摘要

关键词：

AC-DC-DC，大功率，全桥变换器，OrCAD

报告介绍了笔者按实验要求使用PSpice10.5仿真的交-直变换器。

其中简述了所涉及电路系统原理、元件及参数选择、仿真参数设置与技巧和从无到有建立仿真电路的详细过程。

变换器采用全桥拓扑，输入交流220V±10％，50Hz，输出直流36V。

Abstract

Keywords:

AC-DC-DC,Power,full-bridgeconverter,OrCAD

ThereportincludestheAC-DC-DCrectifier’scircuitanditsperformanceanalyzedbyOrCAD.Itelaboratestheworkofthesystem,theprincipletochoosecomponents,simulationsettingsinOrCADandthewholeprocesstoaccomplishthesimulation.Theconverteremploysthefull-bridgetopologyandperforms,undernormalcondition,withinputvoltageof220V±10％（rms）andoutput,36V.

目录

一、设计目标............................................4

二、PWM开关稳压电源的基本原理...........................4

1、PWM开关稳压电源的基本工作原理................................4

2、PWM开关稳压电源的原理电路....................................4

三、主电路选型..........................................4

1、整流电路选型.................................................4

2、DC－DC变换电路选型..........................................5

四、主电路无源器件参数计算..............................7

1、整流滤波电路无源器件选型....................................7

2、全桥式变换电路无源器件选型..................................8

五、主电路有源器件参数设计..............................10

1、整流滤波电路有源器件选型....................................10

2、全桥式变换电路有源器件选型..................................11

六、功率开关变压器设计..................................11

1、原、副边绕组匝数的确定......................................11

2、变压器偏磁现象的防止........................................12

七、驱动电路设计........................................13

1、驱动电路的功能.............................................13

2、驱动电路的选择.............................................13

3、输出电平的驱动电路..........................................15

八、PWM控制电路设计.....................................15

1.PWM控制原理..................................................15

2.控制电路的设计..............................................16

九、检测电路设计........................................20

十、保护电路设计........................................20

1、过电压保护..................................................21

2、过电流保护..................................................21

3、软启动电路..................................................22

十一、电磁兼容性........................................25

1、传输电磁干扰的通道.........................................25

2、EMI的抑制方法...............................................26

3、电源滤波器..................................................28

4、EMI滤波器...................................................28

5、输出滤波器..................................................29

6、PCB板设计...................................................30

十二、散热设计..........................................30

1、散热设计的重要性............................................30

2、开关器件的热设计............................................31

3、高频变压器的热设计..........................................33

一．设计目标

1．开关电源（AC-DC-DC）

技术要求：

输入电压：

单相交流220V（±10％），50Hz

输出电压：

直流36V

输出电流：

最大50A

输出纹波：

纹波系数<0.5％

工作温度：

0～40℃

二．PWM开关稳压电源的基本原理

1、PWM开关稳压电源的基本工作原理

开关式稳压电源按控制方式分为调宽式和调频式两种，本组设计为PWM脉宽调制式开关电源。

该电源对于单极性矩形脉冲来说，其直流平均电压Uo取决于矩形脉冲的宽度，脉冲越宽，其直流平均电压值就越高。

直流平均电压Uo可由公式计算，即Uo=Um×T1/T，

式中Um—矩形脉冲最大电压值；

T—矩形脉冲周期；

T1—矩形脉冲宽度。

从上式可以看出，当Um与T不变时，直流平均电压Uo将与脉冲宽度T1成正比。

这样，只要我们设法使脉冲宽度随稳压电源输出电压的增高而变窄，就可以达到稳定电压的目的。

2、PWM开关稳压电源的原理电路

图2-1PWM开关稳压电源的原理框图

PWM开关稳压电源的原理框图如图2-1所示。

交流电压经整流电路及滤波电路整流滤波后，变成含有一定脉动成份的直流电压，该电压进人高频变换器被转换成所需电压值的方电力电子课程设计报告波，最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流电压。

对于框图中的每个部分，下文中将分章节描述。

三．主电路选型

1、整流电路选型

单相整流电路可以根据开关器件的选择分为单相不可控整流、单相半控整流和单相全控整流。

由于滤波电路主要起到了消除纹波的作用，因此整流电路只需要实现将交流电压转为直流脉动电压，对纹波的要求不高。

这里选择单相不可控整流电路，电路图如图3-1所示。

图3-1输入端整流电路（单相不可控整流）

要注意的是，当将该整流滤波电路作为DC－DC变换电路的输入时，必须考虑到电流的脉动，因此还需要在电路中串入一个电感线圈。

2、DC-DC变换电路选型

开关稳压电源的功率转换电路主要由开关管和高频变压器组成，它是实现变压、变频以及完成输出电压调整的执行部件，是开关稳压电源的核心。

在设计开关稳压电源DC－DC变换电路时，首先要根据所要求的技术指标，选择开关稳压电源电路的结构形式。

选择开关稳压电源电路结构形式的主要依据为电源的输出功率（输出电压和输出电流），另外需要考虑的因素有：

·输入输出是否需要变压器隔离；

·加在变压器一次侧的电压幅值；

·通过开关管的峰值电流；

·加在开关管两端的电压幅值；

根据以上依据，表3-1列出了各种变换电路的技术指标和适用场合。

表3-1PWM开关电源电路结构形式比较

开关管电源电路

结构形式

可输出功率（W）

输入电压（V）

典型效率（%）

隔离方式

Buck型

50

5~40

70

非隔离

Boost型

30

5~40

80

非隔离

Buck-Boost型

30

5~40

80

非隔离

单端反激型

20~100

5~500

78

隔离

单端正激型

50~200

5~500

80

隔离

推挽式

100~500

50~1000

75

隔离

半桥式

100~700

50~1000

75

隔离

全桥式

500~2000

50~1000

73

隔离

由设计目标电源的输出电压36V和输出电流50A可计算得到电源的最大输出功率。

根据表3-1，我们选择全桥变换器。

1）全桥变换器的优点与缺点

全桥变换器的优点是主变压器只需要一个原边绕组，通过正向、反向的电压

得到正、反磁通，次级有一中心抽头绕组采用全波整流输出。

因此，变压器铁芯和它的各个绕组得到了完全利用，这样它的效率、开关电源的功率密度得到了很大的提高。

另外，功率开关晶体管是在安全的环境条件下运新过得。

在一般情况下，最大的反向电压不会超过电源变压器所供给的初级电压Vs，4只恢复二极管能消除电路里部分漏感所产生的瞬时电压。

这样不必要设计网络吸收电路，减少了电路元件和这些元件带来的损耗，反激能量得到了恢复和利用。

全桥变换器的缺点是需要4只功率晶体管，元器件比较多。

在导通和截止时需要两只晶体管，这样有两个管压降，因此功率损耗比双晶体管推挽式变换器大一倍。

但是，这对于大功率电源转换来说，它的损耗是微不足道的。

2）全桥变换器工作原理

如下图（MOS管的保护电路问题将在第五小节中阐述），桥对角线上的的两只

功率MOS管为一组，每组同时接通和关断，两组轮流工作。

在稳定条件下，功率管M1、M2导通时，L1上电流从左向右，而M3、M4导通，则向左。

四管都关断时，功率管断开期间，滤波电感L4上有一确定的电流量，并经过续流二极管D5、D6继续流动。

二管的电流基本相等，二管电流之和折算到原边绕组L1，就是M1、M4（或M2、M3）关断前L1上流过的电流值（扣除一小部分的磁化电流）。

由于二极管D5、D6同时导通，副边绕组两端的电压为零。

图3-2

下面我们来讨论最终输出电压Ｕo的数学表达式，显然这是一个与原边电感、

副边电感以及MOS管的导通时间有关的。

同一时间最多只有一组管子导通，在它们都截止时每个管子上的电压为整流电压的一半。

其次，对于原、副边电感两端它们的电势为：

。

最终我们可以得到电压的输出值为：

，其中VIN为整流电路的输出值、T为MOS管单管的导通周期，两对管子相当于周期缩减一半。

四．主电路无源器件参数计算

此节内容不涉及变压器，高频变压器的选型较复杂，之后将分一节内容专门介绍。

1、整流滤波电路无源器件选型

•C1、C2参数确定

分析图3-1电路，输入电压为220V±10%交流电压，最高幅值为300~400V之间，因此在电容耐压的选择上统一为400V。

C1、C2的作用是平衡对地电压，对电源电压的影响越小越好，故电容值应该较大，本次设计中取C1=C2=0.033/400V。

•C3、R参数确定

C3和R一起构成RC滤波电路，在不考虑电感影响的情况下振荡周期τ=RC，为减小纹波，应该使τ尽量大些。

由于电源频率为50Hz，即周期为1/50=20ms，因此当选择τ为秒级的时候可以基本消除纹波。

图4-1为取τ毫秒级和秒级时的输出电压波形对比。

（需要注意的是本次仿真中输入电压的幅值设为220V，而非有效值，这样输出直流电压数值更直观。

以后的一些仿真，如二极管选型时也如此选择。

至于实际上220V为有效值输入，在高频变压器选型中已考虑。

）

图4-1-1τ=15ms时整流输出波形

图4-1-2τ=150ms时整流输出波形

图4-1-3τ=15s时整流输出波形

同时为防止电路电流过大，电阻R应取的大些。

结合τ的分析，本次设计中取R=150kΩ,C3=100u/400V。

2、全桥式变换电路无源器件选型

输出滤波电感L4：

变压器副边电压为：

。

在向前导通期间，电感上的电压为副边电压减去输出电压（这里假设输出电容较大，在导通期间可以忽略电压的变化）：

。

稳态情况下，导通期间的电流变化必须等于关断时间的电流变化（设电流变化系数为0.5%，得到）则电感值为：

，取。

输出滤波电容C4：

考虑的值太小了。

==

在应用中负载电流能在一个瞬变负载大范围内快速变化，所以根据副边瞬变负载变化准则可以确定最小输出电容的大小。

设定在发生这种情况时输出电压变化为40V，满负载突然撤掉时储存在输出电感中的能量为：

。

在发生这种情况后储存在输出电容的能量变化为：

，所以：

，取。

因为当截止时电感两端电压反向，加在电容量端电压为两倍的输出电压72V。

所以选择耐压为80V，容量为的有机薄膜电容作为输出的高频滤波电容。

图4-2

仿真结果如下图所示：

图4-3L4=10uH时的输出电压电流波形

图4-4C4=0.01uF时的输出电压电流波形

五．主电路有源器件参数设计

1、整流滤波电路有源器件选型

1）整流二极管

输入电压的有效值：

，为

输入电压峰值为有效值的倍：

对于整流桥，取50%裕量：

342（1+50%）=513V

取电源效率为0.8,那么电源的输入功率为:

最大的输入电流：

===

选择超快恢复整流二极管MUR1560，其峰值反向电压为600V,平均到通电流为15A。

2）功率开关管

最高输入的电网电压及对应于全桥功率变换电路高压开关管上施加的最高电压为：

即高压开关管的最低耐压为342V。

考虑裕度取

输入整流滤波电路的最大电流值：

考虑一定裕量取：

选择MOSFET为IRFP462,其漏源电压，额定导通电流

3）续流二极管

二极管两端的最大反向电压为：

342V

流过二极管的电流最大值为：

11A

选择二极管型号为超快恢MUR1540，反向峰值电压400V,平均导通电流为15A。

2、输出整流滤波电路

1）输出整流二极管

输出整流二极管的耐压：

高频变压器副边的输出最高电压峰值为100V。

输出整流二极管的电流：

输出整流二极管的电流即为输出电流的有效值为50A。

因为输出整流二极管工作于高频状态（50KHz），所以应选用快恢复二极管。

选择二极管型号为MUR6020，其参数为：

，

六．功率开关变压器

1、变压器初级绕组的圈数可用下式来算：

N=k*10^5*U/（f*Ae*Bmax）；

k为最大导通时间与周期之比，通常取k=0.4；U是初级绕组输入电压（V），（近似等于直流输入电压）；f是变压器的工作频率（KHZ）；Ae是磁芯的截面积（cm2）；Bmax是允许的磁通密度最大变化幅度（G）。

因此，在一定电压下，增大截面积Ae、提高工作频率f和选择更大的峰值磁通密度Bmax，都有利于减少圈数，提高输出功率。

但是，磁芯的损耗（铁损）是按Bmax的2.7次幂和f的1.7次幂呈指数增长的，Bmax还受磁芯饱和的限制。

因此，提高工作频率f和选择更大的峰值磁通密度Bmax都是有限度的。

大多数适合做开关电源的铁氧体磁芯频率通常限制在10-50KHZ以内，Bmax限制在2000G（高斯）以内，一般取Bmax=1600G较为合适。

因此，功率主要靠磁芯截面积Ae、其次靠工作频率f控制。

但必须明确的是，这种控制关系是间接的而不是直接的，Ae加大和f提高只是表示对同样的电压，允许绕的圈数更少，只有实际把圈数减少了才能提高功率。

如果在同样材料的一个大磁芯和一个小磁芯上，用一样的导线绕同样的圈数，对同样的输入电压输出功率是基本相同的。

同样，如果一个做好的变压器，仅仅靠改变工作频率，也是不会使输出功率提高的。

2、变压器偏磁现象的防止

分析图3-2的半桥式变换器电路，一般情况下，由于两个电容连接点的电位随开关管Z1、Z2的导通情况而浮动，所以能自动地平衡每个开关管的伏秒值。

而一旦两开关管的关断时间不同，某一只管延迟关断，会造成伏秒值的不平衡。

如果让这种不平衡的波形驱动变压器，将会发生偏磁现象，致使磁芯饱和并产生过大的开关管集电极电流，从而降低了变换器的效率，是开关管失控，甚至烧毁。

为了防止变压器的偏磁现象，可以在变压器原边线圈中加入一个串联电容C（如图6-1），这样与不平衡的伏秒值成正比的直流偏压将被该电容滤掉，即移动了直流电平，平衡了电压伏秒值。

图6-1变压器串联耦合电容电路

•C参数确定

由图6-1可知，耦合电容C和变压器原边电感L1组成了一个串联谐振电路，其谐振频率为：

为了使耦合电容器充电线性，必须很好地选定谐振频率fR。

本次设计中，按下式确定fR：

fR=0.1fB=5kHz，式中fB——半桥变换器的工作频率。

根据以上条件，可计算得耦合电容容值C为：

。

因耦合电容C参与传送功率，需选ESR小的薄膜电容。

其耐压选择2倍的变压器原边电压。

本次设计中选择C=1uF/250V。

七．驱动电路设计

1、驱动电路的功能

a）接受控制电路输出的开关控制信号，进行功率放大、隔离处理后给开关器件的控制极提供足够大的电压或电流，使之导通或关断。

b）保持可靠的导通或关断状态，并尽力减小器件的导通时间和关断时间，减小器件的开关损耗。

c）在过电流和过电压状况下有效地进行保护，以保证器件的安全。

2、驱动电路的选择

驱动规律如前所述，我们要求对角线上的MOS管与另一对角线上的管子轮流以一定频率轮流导通，那么这是如何做到的呢？

这就需要我们以一定频率将高低电平加到功率管的栅极如图7-1：

图7-1

对于我在设计中使用的N沟道MOSFET，5V的电压可以使之导通，而0V则可以关断。

这个方波就是我们所说的PWM波。

之后的问题就是PWM的产生了。

PWM波可以由芯片产生，如我在设计中用的SG1525，也可以通过纯模拟的方法。

为了说明原理，下面简单讲一下模拟的方法：

直流电压V1>三角波Vp，Vout为正，否则为负。

当直流电压变化时，PWM的占空比随之变化。

当芯片发出PWM波时，为了增加驱动能力，可以用如下（图7-2）的对管放大方式。

其重要性在下文会分析。

图7-2

图7-3图7-4

另外，MOS管的驱动电压是加在g与s极间的，而芯片发出的电平可能是对地的，这时，我们就要用变压器把对地的电平转化到g与s极间，如图7-4。

最后，对于我们的桥式变换器来说，上下两管同时导通是十分危险的，这等于是一次短路，大电流会烧坏器件。

所以，我们在上管关断和下管导通时间之间，有一段“死区时间”。

这段时间内，所有管子被在g极置低电平，以使可靠关断所有管子。

3、输出电平的驱动电路

由于SG1525输出的电平信号的功率不足以驱动MOSFET管的开关，所以我们需要加设功率放大电路，也就是驱动电路来加以驱动。

简单起见，我们只用了一个三极管来放大电流，然后用电感来耦合隔离。

具体设计如图7-5所示：

图7-5

最终输出的PWM波形如图7-6所示：

图7-6

八．PWM控制电路设计

1.PWM控制原理

脉冲宽度调制波通常由一列占空比不同的矩形脉冲构成，其占空比与信号的瞬时采样值成比例。

下图所示为脉冲宽度调制系统的原理框图和波形图。

该系统有一个比较器和一个周期为TS的锯齿波发生器组成。

语音信号如果大于锯齿波信号，比较器输出正常数A，否则输出0。

因此，从图8-1中可以看出，比较器输出一列下降沿调制的脉冲宽度调制波。

图8-1PWM原理图

图8-2PWM输出波形

通过分析可以看出，生成的矩形脉冲的宽度取决于脉冲下降沿时刻tk时的信号幅度值。

因而，采样值之间的时间间隔是非均匀的。

在系统的输入端插入一个采样保持电路可以得到均匀的采样信号，但是对于实际中tk−kTS<

如果假定采样为均匀采样，第k个矩形脉冲可以表示为：

τk=τo[1+mx（kTS）]

式中x{t}——离散化的语音信号；

TS——采样周期；

τo——未调制宽度；

m——调制指数；

然而，如果对矩形脉冲作如下近似：

脉冲幅度为A，中心在t=kTS处，τk在相邻脉冲间变化缓慢，则脉冲宽度调制波xp（t）可以表示为：

，

式中。

无需作频谱分析，由上式可以看出脉冲宽度信号由信号x（t）加上一个直流成分以及相位调制波构成。

当τ0<

通过这种方式，PWM控制实现了将交流信号转换为之流脉冲信号，并输出来触发直流变换器的功率开关，实现对输出电流的控制。

2.控制电路的设计

1）PWM控制芯片

为了能改变输出电压的大小，我们选择SG1525电压调节芯片作为我们调节PWM控制，并最终来调节输出电压的大小。

电压调节芯片SG1525构造

SG1525其引脚主要功能如下：

引脚主要功能引脚主要功能

1负误差取样输入端9补偿端

2正误差取样输入端10关闭输出

3同步信号输入11输出A端

4振荡器信号输出12地

5振荡器接电容端13正电源

6振荡器接电阻端