PWM直流脉宽调速系统课程设计Word文档下载推荐.docx

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无静差

（4）动态指标：

电流超调量：

δi≤5%，起动到额定转速时的超调量：

δn≤8%，动态速降

Δn≤10%，调速系统的过渡过程时间（调节时间）ts≤1s

1

3理论设计

3.1方案论证

要求采用直流PWM调制，所以开关器件必须是全控型的电力电子器件，全控型的器件有门极可关断晶闸管GTO、全控电力晶体管GTR、MOSFET、IGBT等，因为IGBT具有较高的开关频率，较高的功率承受能力，而且驱动简单，所以选择IGBT作为开关器件。

要求实现电机的可逆运行，要求转速反向，就需要改变PWM变换器输出的电压的正负极性，使得直流电机可以在四象限中运行。

可逆PWM变换器的主电路有多种形式，最常用的是桥式（亦称H桥型）电路，如图1所示，电机Ｍ两端电压UAB的极性随着全控型电力电子器件的开关状态而改变。

可逆PWM变换器的控制方式有双极式、单极式、受限单极式等多种，在这里采用最常见的是双极式控制的H桥型PWM变换器。

图1桥式可逆ＰＷＭ变换器电路

2

双极式PWM变换器的工作状态要视正、负脉冲电压的宽窄而定，如图2所示。

当正

3

脉冲较宽时，ton

>

T，则电枢两端的平均电压为正，在电动运行时电动机正转。

当正脉冲

较窄时，ton

<

T，平均电压为负，电动机反转。

如果正、负脉冲宽度相等，t

2 on

=T，平均

电压为零，则电动机停止。

图2双极式PWM变换器电压和电流波形

双极式可逆PWM变换器电枢平均端电压为：

U =tonU

d T s

-T-tonU

T s

=（2ton

T

-1）US

U

以r=Ud

s

定义PWM电压的占空比，则

r=2ton-1

ρ的变化范围为-1

≤ρ≤1。

当ρ为正值时，电动机正转；

ρ为负值时，电动机

反转；

ρ＝0时，电动机停止。

在ρ＝0时虽然电机不动，电枢两端的瞬时电和瞬时电流

都不是零，而是交变的。

这个交变电流平均值为零，不产生平均转矩，陡然增大电机的

损耗。

但它的好处是使电机带有高频的微振，起着所谓“动力润滑”的作用，消除正、反向的静摩擦死区。

调速性能指标要求无静差、电流超调量：

δn≤8%，动态速降Δn≤10%，调速系统的过渡过程时间（调节时间）ts≤1s。

可以看到这样的指标

要求较高，采用一般的单闭环调速方式不可能达到要求，所以这里采用转速、电流双闭环调速控制方式。

转速、电流反馈控制的直流调速系统是静、动态性能优良、应用最广的直流调速系统。

转速、电流双闭环调速控制直流调速系统原理图如图3所示，为实现转速和电流两种负反馈分别起作用，在系统中设置了两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。

两者之间实行嵌套连接。

把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。

从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；

转速环在外边，称作外环。

这就形成了转速、电流双闭环调速系统。

图3 转速、电流双闭环直流调速系统原理图

其中：

ASR-转速调节器ACR-电流调节器TG-测速发电机TA-电流互感器UPE-电

4

力电子变换器

Un*-转速给定电压Un-转速反馈电压

Ui*-电流给定电压Ui-电流反馈电

压

3.2系统模型的建立

3.2.1直流电机模型

直流电机有稳态模型和动态模型，由于这里主要研究系统的动态性能，而且动态模型中包含了稳态模型，所以这里只给出了直流电机动态模型的建立。

他励直流电机在额定励磁下的等效电路如图4所示，其中电枢回路总电阻R和电感

L包含电力变换内阻、电枢电阻和电感及可能在主电路中接入的其他电阻和电感，规定的正方向已标明在图中。

图4他励直流电机在额定励磁下的等效电路

假定主电路电流连续，动态电压方程为

5

Ud0=RId

+LdId

dt

+Ed

忽略粘性摩擦及弹性转矩，电机轴上的动力学方程为

GD2dn

Te-TL=



375dt

式中 TL

GD2

包括电机空载转矩在内的负载转矩（N·

m）；

电力拖动装置折算到电机轴上的飞轮惯量（N·

m2）

额定励磁下的感应电动势和电磁转矩分别为

E=Cen

Te=CmId

式中 C

电机额定励磁下的转矩系数（Ngm

），C

=30C。

6

m

L

再定义下列时间常数：

A m p e

l

T 电枢回路电磁时间常数（S），Tl

=R；

GD2R

Tm 电力拖动系统机电时间常数（S），Tm

= 。

375CeCm

代入电压方程和动力学方程整理得

U -E=R（I

+TdId）

d0 d

ldt

Id-IdL

=TmdE

Rdt

式中 IdL

负载电流（A），IdL

=TL。

C

在零初始条件下，取拉氏变换，得到电压与电流间的传递函数为

Id（s） = 1R

电流与电动势的传递函数为

Ud0（s）-Ed（s） 1+Tls

Ed（s）

Id（s）-IL（s）

= RTms

结合上述两式，考虑n=E

Ce

，即得到额定励磁下直流电机的动态结构图，如图5所示。

图5额定励磁下直流电机的动态结构图

经过等效变换，可以的到如图6所示的动态结构框图。

图6直流电机动态结构框图的变换

7

由此可以的到直流电机的传递函数

Ud0（s）

ml m

n（s）

=TTs2+Ts+1

3.2.2调速系统动态模型

在图2所示的转速、电流双闭环直流调速系统原理图中转速调节器和电流调节器一般采用PI调节器以消除静态误差。

电力电子变换器由桥式可逆ＰＷＭ变换器电路组成的，而PWM变换器电路由PWM控制器发出驱动电压来控制主电路上的全控器件实现的，如图

7所示。

PWM

变换器

控制器

Uc Ug Ud

图7 PWM控制器与变换器的框图

按照3.1节中对PWM变换器工作原理和波形的分析，可以看出，当控制电压Uc改变时，PWM变换器输出平均电压Ud按照线性规律变换，但其相应会有延迟，最大的时延是一个开关周期T。

因此PWM控制器与变换器可以看成是一个滞后环节，其传递函数可以写成

W（s）=Ud（s）=Ke-Tss

式中 Ks

s

PWM装置的放大系数；

Uc（s）

Ts PWM装置的延长时间，Ts£

T。

当开关频率较大时，在一般的电力拖动自动控制系统中，时间常数较小的滞后环节可以近视看成一个一阶的惯性环节

8

Ws（s）»

Ks

Tss+1

注意上式是近似的传递函数，实际的PWM变换器不是一个线性环节，而是具有继电特性的非惯性环节。

至于电流反馈环节和转速反馈环节都可以看成是线性的一阶惯性环节，。

那么根据转速、电流双闭环直流调速系统原理图图3可以得到双闭环直流调速系统的动态结构图如图8所

c

U*

i

+

-Un

-Ui

To×

ns+1

a

Tons+1

b

Tois+1

ACR（s）

Ks

is+1

ASR（s）

Ud0

Id

IdL

E

R

Tms

1R

1+Tls

*

n

图8双闭环直流调速系统的动态结构图

3.3调速系统性能分析

3.3.1静态性能和启动过程

双闭环调速系统的静特性在负载电流小于Idm时表现为转速无静差。

这时，转速负反馈起主要的调节作用，但负载电流达到Idm时,对应于转速调节器的饱和输出U*im，这时，电流调节器起主要调节作用,系统表现为电流无静差,得到过电流的自动保护。

这就是采用了两个PI调节器分别形成内、外两个闭环的效果。

然而，实际上运算放大器的开环放大系数并不是无穷大，因此，静特性的两段实际上都略有很小的静差，见图9。

图9双闭环直流调速系统的静特性

设置双闭环控制的一个重要目的是获得接近于理想的起动过程，双闭环调速系突加给定电压U*由静止状态起动时，转速和电流的过渡过程如图10所示。

由于在起动过程中转速调节器ASR经历了不饱和、饱和、退饱和三个阶段，整个过渡过程也就分成三段，在图中分别以Ι、II、III

图10双闭环脉宽调速系统起动时转速和电流波形

9

第I阶段0—t是电流上升的阶段。

突加给定电压U*后，通过两个调节器的控制作用，

1 n

使Uct、Ud0、Id上升，当Id³

Idl后，电动机开始转动。

由于电惯性的作用，转速的增长

10

n n n

不会很快，因而转速调节器ASR的输入偏差电压DU

=U*-U

数值较大，其输出很快达

im

d

到限幅值U*，强迫电流I

迅速上升。

当I

d»

Idm

时，U

»

U*，电流调节器的作用使I不

i im

在迅速增长，标志着这一阶段的结束。

在这一阶段中，ASR由不饱和很快达到饱和，而

ACR一般应该不饱和以保证电流环的调节作用。

第II阶段t-t是恒流升速阶段。

从电流升到I

开始，到转速升到给定值n*（即静

1 2 dm

特性上的n0）为止，属于恒流升速阶段，是起动过程的主要阶段。

在这个阶段中，ASR一直是饱和的，转速环相当于是开环。

系统表现为在恒值电流给定U*作用下的电流调节系统，基本上保持电流Id恒定（电流可能超也可能不超调，取决于电流调节环的结构和参数），因而拖动系统的加速度恒定，转速呈线性增长。

与此同时，电动机的反电动势E也按线性增长。

对电流调节系统来说，这个反电动势是一个线性渐增的扰动量，为了克服这个扰动，Uct和Ud0也必须基本上按线性增长，才能保持Id恒定。

由于电流调节器ACR

是PI调节器，要使它的输出量按线性增长，其输入偏差电压必DU

须维持一定

的恒值，也就是说，Id应略低于Idm。

此外还应指出，为了保证电流环的这种调节作用，在起动过程中电流调节器是不饱和的。

第III阶段t2以后是转速调节阶段。

在这阶段开始时，转速已经达到给定值，转速调节器的给定与反馈电压相平衡，输入偏差为零，但其输出却由于积分作用还维持在限幅值U*，所以电机仍在最大电流下加速，必然会使转速超调。

转速超调以后，ASR输入端出现负的偏差电压，使它退出饱和状态，其输出电压即ACR的给定电压U*立即从限幅值降下来，主电流也因Id而下降。

但是，由于Id仍大于负载电流Idl，在一段时间内，转速将继续上升。

到Id=Idl时，转矩Te=Tl,则dn/dt=0，转速n到达峰值（t=t3时）。

此后。

电动机才开始在负载的阻力下减速，与此相应，电流Id也出现一段小于Idl的过程，直到稳定。

在这最后的转速调节阶段内，ASR与ACR都不饱和，同时起调节作用。

由于转速调

节在外环，ASR处于主导地位，而ACR的作用则是力图使Id

或者说，电流内环是一个电流随动子系统.

尽快地跟随ASR的输出量U*，

由上述可知，双闭环调速系统，在启动过程的大部分时间内，ASR处于饱和限幅状态，转速环相当于开路，系统表现为恒电流调节，从而可基本上实现理想过程。

双闭环调速系统的转速响应一定有超调，只有在超调后，转速调节器才能退出饱和，使在稳定

运行时ASR发挥调节作用，从而使在稳态和接近稳态运行中表现为无静差调速。

故双闭环调速系统具有良好的静态和动态品质。

3.3.2动态性能

（一）动态跟随性能

如上所述，双闭环调速系统在起动和升速过程中，能够在电流受电机过载能力约束的条件下，表现出很快的动态跟随性能。

在减速过程中，由于主电路电流的不可逆性，跟随性能变差。

对于电流内环来说，在设计调节器时应该强调有良好的跟随性能。

（二）动态抗扰性能

1.抗负载扰动

负载扰动作用在电流环之后，只能靠转速调节器来产生抗扰作用。

因此，在突加（减）负载时，必然会引起动态速降（升）。

为了减少动态速降（升），必须在设计ASR时，要

求系统具有较好的抗扰性能指标。

对于ACR的设计来说，只要电流环具有良好的跟随性能就可以了。

2.电网电压扰动和负载扰动

在系统动态结构图中作用的位置不同，系统对它的动态抗扰效果也不一样。

负载扰动Idl作用在被调量n的前面。

它的变化经积分后就可被转速检测出来，从而在调节器

ASR上得到反映。

电网电压扰动的作用点离被调量更远，它的波形先要受到电磁惯性的阻

挠后影响到电枢电流，再经过机电惯性的滞后才能反映到转速上来，等到转速反馈产生调节作用，已经太晚。

在双闭环调速系统中，由于增设了电流内环，这个问题便大有好转。

由于电网电压扰动被包围在电流环之内，当电压波动时，可以通过电流反馈得到及时的调节，不必等到影响到转速后，才在系统中起作用。

因此，在双闭环调速系统中，由电网电压波动引起的动态速降会比单闭环系统中小得多。

3.3.3两个调节器的作用

11

1.转速调节器的作用

（1）使转速n跟随给定电压

m变化，稳态无静差。

（2）对负载变化起抗扰作用。

12

（3）其输出限幅值决定允许的最大电流。

2.电流调节器的作用

（1）对电网电压波动起及时抗扰作用。

（2）起动时保证获得允许的最大电流。

（3）在转速调节过程中，使电流跟随其给定电压

i变化。

（4）当电机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，从而起到快速的安全饱和作用。

如果故障消失，系统能够自动恢复正常。

3.4调速器设计

我们现在采用一般系统调节器的工程设计方法具体设计双闭环调速系统的两个调节器。

由工程设计法可知，设计多环控制系统的一般原则是：

从内环开始，一环一环逐步向外扩展。

在这里，先从电流环入手，首先设计好电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。

H型双极式PWM变换器供电的直流调速系统，直流电动机的参数以及给出：

额定功率PN=8.5KW，额定电压UN=230V，额定电流IN=37A，电枢电阻Ra=1W，额定转速

=1450r/min。

系统主电路参数：

Tm=0.07s，Tl=0.005s

PWM变流装置参数：

电阻Rrec=0.5W，Ks=44

设电流过载倍数λ=1.5，PWM变流装置的开关频率为4KHz

则根据电流环结构图图11进行电流调速器参数设计如下

e

C=UN-RaIN

nN

图11 电流环结构图

=230-1´

37=0.1331Vgmin/r

1450

Tm=0.07s

Tl=0.005s

13

Ts=f

=0.00025s

脉宽调制器和PWM变换器的放大系数为

Ks=44

于是可得脉宽调制器和PWM变换器的传递函数为

Ws（S）=

Ks =44

Tss+1 0.00025s+1

（2）电流滤波时间常数

（3）电流环小时间常数

Toi取0.0005s

Tå

i=Ts+Toi=0.00025s+0.0005s=0.00075s

根据设计要求，si%£

5%，而且Tl/Tå

i=0.005/0.00075=6.667<

10

因此可以按典型I型系统设计

电流调节器选用PI型，其传递函数为

WACR（s）=Kitis+1

tis

ti=Tl=0.005s

要求si%£

5%时，应取KITå

i=0.5，因此

KI=

又

0.5

i

= 0.5

0.00075

s-1=666.67s-1

U* 10

b=im= =0.18V/A

lIN 1.5´

37

于是

Ki=KItiR

bKs

=666.67´

0.005´

1.5=0.6310.18´

44

wci=KI=666.67s-1

14

（1）要求

wci<

1 ，现

3Ts

1

= 1

3´

0.00025

s-1=1333.3s-1>

wci。

（2）要求3

（3）要求

wci，现3 =3

TmTl

0.07´

0.005

1 1

3 TsToi

>

wci，

s-1=160.36s-1<

wci。

3 0.00025´

0.0005

现 = =942.81s-1>

wci。

可见均满足要求。

取R0=40kW，则

Ri=KiR0=0.631´

40=25.24kW，取Ri=25kW

Ci=ti

Ri

=0.005´

106mF=0.2mF25000

Coi

=4Toi

R0

=4´

0.0005´

106mF=0.05mF40´

103

按照上述参数，电流环可以达到的动态指标为si=4.3%<

5%，故满足设计要求。

（1）电流环等效时间常数为2Tå

i=2´

0.0075=0.0015s

（2）取转速滤波时间常数Ton=0.005s

（3）TSn=2TSi+Ton=0.0015s+0.005s=0.0065s

根据稳态无静差及其他动态指标要求，按典型II型系统设计转速环，ASR选用PI调

WASR（s）=Kntns+1

节器，其传递函数为

tns

a=in= =0.006897

nN 1450

取h=5，则

tn=hTå

n=5´

0.0065s=0.0325s

KN=

h+1

Sn

2h2T2

= 6

2´

25´

0.00652

s-2=2840.24s-2

15

则 Kn

=（h+1）bCeTm2haRTSn

= 6´

0.18´

0.1331´

0.07

5´

0.00687´

1.5´

0.0065

=14.96

w=Kt=2840.24´

0.0325=92.31s-1

cn Nn

（1）要求w£

1 1 1

，现有 =

=266.67s-1>

w。